模擬鎖相環(huán)實驗實驗報告.doc

實驗十四 模擬鎖相環(huán)實驗一、 實驗目的1、 了解用鎖相環(huán)構成的調頻波解調原理。2、 學習用集成鎖相環(huán)構成的鎖相解調電路。二、 實驗內容1、 掌握鎖相環(huán)鎖相原理。2、 掌握同步帶和捕捉帶的測量。三、 實驗儀器1、 1號模塊 1塊2、 6號模塊 1塊3、 5號模塊 1塊4、 雙蹤示波器 1臺四、 鎖相環(huán)的構成及工作原理1、 鎖相環(huán)路的基本組成鎖相環(huán)由三部分組成，如圖14-1所示，它由相位比較器PD、低通濾波器LF、壓控振蕩器VCO三個部分組成一個閉合環(huán)路，輸入信號為Vi(t),輸出信號為V0(t),反饋至輸入端。下面逐一說明基本部件的作用。圖14-1 鎖相環(huán)組成框圖一、 壓控振蕩器（VCO）VCO是本控制系統(tǒng)的控制對象，被控參數(shù)通常是其振蕩頻率，控制信號為加在VCO上的電壓，故稱為壓控振蕩器，也就是一個電壓頻率變換器，實際上還有一種電流頻率變換器，但習慣上仍稱為壓控振蕩器。二、 鑒相器（PD）PD是一個相位比較裝置，用來檢測輸出信號V0(t)與輸入信號Vi(t)之間的相位差e(t)，并把e(t)轉化為電壓Vd(t)輸出，Vd(t)稱為誤差電壓，通常Vd(t)作為一直流分量或一低頻交流量。三、 環(huán)路濾波器（LF）LF作為一低通濾波電路，其作用是濾除因PD的非線性而在Vd(t)中產(chǎn)生的無用的組合頻率分量及干擾，產(chǎn)生一個只反映e(t)大小的控制信號Ve(t)。按照反饋控制原理，如果由于某種原因使VCO的頻率發(fā)生變化使得與輸入頻率不相等，這必將使V0(t)與Vi(t)的相位差e(t)發(fā)生變化，該相位差經(jīng)過PD轉換成誤差電壓Vd(t)，此誤差電壓經(jīng)LF濾波后得到Vc(t)，由Vc(t)去改變VCO的振蕩頻率使趨近于輸入信號的頻率，最后達到相等。環(huán)路達到最后的這種狀態(tài)就稱為鎖定狀態(tài)，當然由于控制信號正比于相位差，即因此在鎖定狀態(tài)，e(t)不可能為零，換言之在鎖定狀態(tài)V0(t)與Vi(t)仍存在相位差。2、 鎖相環(huán)鎖相原理鎖相環(huán)是一種以消除頻率誤差為目的的反饋控制電路，它的基本原理是利用相位誤差電壓去消除頻率誤差，所以當電路達到平衡狀態(tài)后，雖然有剩余相位誤差存在，但頻率誤差可以降低到零，從而實現(xiàn)無頻差的頻率跟蹤和相位跟蹤。當調頻信號沒有頻偏時，若壓控振蕩器的頻率與外來載波信號頻率有差異時，通過相位比較器輸出一個誤差電壓。這個誤差電壓的頻率較低，經(jīng)過低通濾波器濾去所含的高頻成份，再去控制壓控振蕩器，使振蕩頻率趨近于外來載波信號頻率，于是誤差越來越小，直至壓控振蕩頻率和外來信號一樣，壓控振蕩器的頻率被鎖定在與外來信號相同的頻率上，環(huán)路處于鎖定狀態(tài)。當調頻信號有頻偏時，和原來穩(wěn)定在載波中心頻率上的壓控振蕩器相位比較的結果，相位比較器輸出一個誤差電壓，如圖14-2，以使壓控振蕩器向外來信號的頻率靠近。由于壓控振蕩器始終想要和外來信號的頻率鎖定，為達到鎖定的條件，相位比較器和低通濾波器向壓控振蕩器輸出的誤差電壓必須隨外來信號的載波頻率偏移的變化而變化。也就是說這個誤差控制信號就是一個隨調制信號頻率而變化的解調信號，即實現(xiàn)了鑒頻。圖14-2 鎖相環(huán) (PLL) 3、 同步帶與捕捉帶同步帶是指從PLL鎖定開始，改變輸入信號的頻率fi （向高或向低兩個方向變化），直到PLL失鎖（由鎖定到失鎖），這段頻率范圍稱為同步帶。捕捉帶是指鎖相環(huán)處于一定的固有振蕩頻率fV，并當輸入信號頻率fi偏離fV上限值或下限值時，環(huán)路還能進入鎖定，則稱為捕捉帶。測量的方法是從J4輸入一個頻率接近于VCO自由振蕩頻率的高頻調頻信號，先增大載波頻率直至環(huán)路剛剛失鎖，記此時的輸入頻率為fH1 ,再減小fi ，直到環(huán)路剛剛鎖定為止，記此時的輸入頻率為fH2，繼續(xù)減小fi ，直到環(huán)路再一次剛剛失鎖為止，記此時的頻率為fL1 ,再一次增大fi，直到環(huán)路再一次剛剛鎖定為止，記此時頻率為fL2由以上測試可計算得：同步帶為：fH1fL1捕捉帶為：fH2fL2五、 集成鎖相環(huán)NE564的介紹下圖為NE564內部組成框圖。其中限幅器由差分電路組成，可抑制FM信號的寄生調幅；鑒相器(PD)的內部含有限幅放大器，以提高對AM信號的抗干擾能力：4、5腳外接電容組成環(huán)路濾波器，用來濾除比較器輸出的直流誤差電壓中的紋波；2腳用來改變環(huán)路的增益；3腳為VCO的反饋輸入端；VCO是改進型的射極耦合多諧振蕩器，有兩個電壓輸出端，9腳輸出TTL電平，11腳輸出ECL電平。VCO內部接有固定電阻，只需外接一個定時電容就可產(chǎn)生振蕩；施密特觸發(fā)器的回差電壓可通過15腳外接直流電壓進行調整， 以消除16腳輸出信號的相位抖動。圖14-3 NE564內部組成框圖在本實驗中，所使用的鎖相環(huán)為高頻模擬鎖相環(huán)NE564，其最高工作頻率可達到50MHz，采用+5V單電源供電，特別適用于高速數(shù)字通信中FM調頻信號及FSK移頻鍵控信號的調制、解調，無需外接復雜的濾波器。NE564采用雙極性工藝，其內部組成框圖如圖14-3所示，其內部電路原理圖如圖14-4所示。圖14-4 NE564內部電路原理圖（1）限幅放大器A1為限幅放大器,它主要由原理圖中的Q1Q5及Q7、Q8組成PNP、NPN互補的共集共射組合差分放大器，由于Q2、Q3負載并聯(lián)有肖特基二極管D1、D2，故其雙端輸出電壓被限幅在2VD=0.30.4V左右。因此可有效抑制FM調頻信號輸入時干擾所產(chǎn)生的寄生調幅。Q7、Q8為射極輸出差放，以作緩沖，其輸出信號送鑒相器。（2）相位比較器(鑒相器)PD內部含有限幅放大器，以提高對AM調幅信號的抗干擾能力；外接電容C3、C8與內部兩個對應電阻(阻值R=1.3k)分別組成一階RC低通濾波器用來濾除比較器輸出的直流誤差電壓中的紋波，其截止角頻率為。濾波器的性能對環(huán)路入鎖時間的快慢有一定影響，可根據(jù)要求改變C3、C8的值。在本實驗電路中，改變W1可改變引腳2的輸入電流，從而實現(xiàn)環(huán)路增益控制。（3）壓控振蕩器VCO壓控振蕩器是一改進型的射極定時多諧振蕩器。主電路由Q21、Q22與Q23、Q24組成。其中Q22，Q23兩射極通過12、13腳外接定時電容C，Q21、Q24兩射極分別經(jīng)過電阻R22、R23接電源Q27、Q25。Q26也作為電流源。Q17、Q18為控制信號輸入緩沖極。接通電源，Q21，Q22與Q23、Q24雙雙輪流導通與截止，電容周期性充電與放電，于是Q22、Q23集電極輸出極性相反的方形脈沖。根據(jù)特定設計，固有振蕩頻率f與定時電容C的關系可表示為 振蕩頻率f與C的關系曲線如圖14-5所示。VCO有兩個電壓輸出端，其中，VCO01輸出TTL電平；VCO02輸出ECL電平。輸出放大器A2與直流恢復電路A3是專為解調FM信號與FSK信號而設計的。輸出放大器A2由Q37、Q38、Q39組成，顯然這是一恒流源差分放大電路，來自鑒相器的誤差電壓由4、5腳輸入，經(jīng)緩沖后，雙端送入A2放大。直流恢復電路由Q42、Q43、Q44等組成，電流源Q40作Q43的有源負載。若環(huán)路的輸入為FSK信號，即頻率在f1與f2之間周期性跳變的信號，則鑒相器的輸出電壓被A2放大后分兩路，一路直接送施密特觸發(fā)器的輸入，另一路送直流恢復電路A3的Q42基極，由于Q43集電極通過14腳外接一濾波電容，放直流恢復電路的輸出電壓就是一個平均值直流。這個直流電壓VREF再送施密特觸發(fā)器另一輸入端就作為基極電壓。若環(huán)路的輸入為FM信號，A3用作線性解調FM信號時的后置鑒相濾波器，那么在鎖定狀態(tài)，14腳的電壓就是FM解調信號。施密特觸發(fā)器是專為解調FSK信號而設計的，其作用就是將模擬信號轉換成TTL數(shù)字信號。直流恢復輸出的直流基準電壓VREF（經(jīng)R26到Q49基極）與被A2放大了的誤差電壓Vdm分別送入Q49和Q50的基極，Vdm與VREF進行比較，當Vdm VREF時，則Q50導通，Q49截止，從而迫使Q54截止，Q55導通，于是16腳輸出低電平。當Vdm VREF時，Q49導通，Q50截止，從而迫使Q54導通Q55截止，16腳輸出高電平。通過15腳改變Q52的電流大小，可改變觸發(fā)器上下翻轉電平，上限電平與下限電平之差也稱為滯后電壓VH。調節(jié)VH可消除因載波泄漏而造成的誤觸發(fā)而出現(xiàn)的FSK解調輸出，特別是在數(shù)據(jù)傳輸速率比較高的場合，并且此時14腳濾波電容不能太大。ST的回差電壓可通過10腳外接直流電壓進行調整，以消除輸出信號TTL0的相位抖動。 六、 實驗步驟1、 鎖相環(huán)自由振蕩頻率的測量將5號板開關S1依次設為“1000”，“0100”，“0010”，“0001”（即選擇不同的定時電容），從TP6處觀察自由振蕩波形，并填寫表14-1。頻率(MHz)幅度（Vp-p）S1=1000C=20p17.5071.08S1=0100C=47p8.4681.7S1=0010C=110p3.9462.6S1=0001C=1100p0.53085.1表14-1當s1設為1000，c=20p時，從tp6處觀察到的波形如下圖所示：當s2設為0100，c=47p時，從tp6處觀察到的波形如下圖所示：當s3設為0010，c=110p時，從tp6處觀察到的波形如下圖所示：當s4設為0001，c=1100p時，從tp6處觀察到的波形如下圖所示：2、 同步帶和捕捉帶的測量1） 將S2設為0010（即VCO的自由振蕩頻率為4.5MHz），并完成下表所示的連線。源端口目的端口連線說明1號模塊：輸出信號f=4.5MHz，Vp-p=500mV5號模塊：P7為PD送入?yún)⒖夹盘?號模塊：P55號模塊：P8將VCO輸出送入PD5號模塊：P46號模塊：P3測量VCO輸出信號的頻率2）用雙蹤示波器對比觀測5號模塊信號輸入端TP8和VCO輸出信號TP6的波形，觀察頻率的鎖定情況，完成表14-2。先按下1號模塊上“頻率調節(jié)”旋鈕，選擇“10”檔，然后慢慢增大載波頻率直至環(huán)路剛剛失鎖，記此時的輸入頻率為fH1 ,再減小fi ，直到環(huán)路剛剛鎖定為止，記此時的輸入頻率為fH2,繼續(xù)減小fi ，直到環(huán)路再一次剛剛失鎖為止，記此時的頻率為fL1 ,再一次增大fi，直到環(huán)路再一次剛剛鎖定為止，記此時頻率為fL2由以上測試可計算得：同步帶為：fH1- fL1捕捉帶為：fH2- fL2頻率同 步 帶捕 捉 帶fL1fL2fH2fH1S1=00010.441mhz0.620mhz0.751mhz1.051mhzS1=00102.720mhz4.920mhz5.230mhz6.820mhzS1=01009.370mhz11.240mhz11.540mhz12.430mhzS1=100018.630mhz20.060mhz20.610mhz21.670mhz表14-2注：這里我們只是選取了4.5MHz這個頻段做實驗，其他三個頻段的實驗操作步驟基本一樣，只需要調整5號模塊中S1的撥碼方式及輸入?yún)⒖夹盘柕念l率即可。由上面的表格我們可以得出s1=0001時，同步帶為fH1-fL1= 0.61mhz ，捕捉帶為fH2-fL2=0.131mhz。s1=0010時，同步帶為fH1-fL1= 4.1mhz，捕捉帶為fH2-fL2= 0.31mhz。 s1=0100時，同步帶為fH1-fL1=3.06mhz，捕捉帶為fH2-fL2= 0.3mhz s1=1000時，同步帶為fH1-fL1= 3.04mhz ，捕捉帶為fH2-fL2= 0.450mhz。3、改變W1的阻值（順時針旋轉，阻值變大；逆時針旋轉，阻值變?。?，重做步驟2，在J1處觀察VCO輸出波形的幅度、同步帶、和捕捉帶的變化。七，實驗總結 鎖相環(huán)是指一種電路或者模塊，它用于在通信的接收機中，其作用是對接收到的信號進行處理，并從其中提取某個時鐘的相位信息?；蛘哒f是對于接收到的信號，仿制一個時鐘信號，使得這兩個信號從某種角度來看是同步的。鎖相環(huán)電路因其具有環(huán)路跟蹤功能和易于集成等優(yōu)點得到了廣泛的應用。在本次實驗中對鎖相環(huán)的兩個重要的參數(shù)進行了實際測量與分析。鎖相環(huán)的同步帶定義為在頻率的增大和減小時失步一刻的頻率臨界值之差，捕捉帶則是失步后再次恢復同步一刻的臨界值之差。通過此次實驗發(fā)現(xiàn)二者的關系是同步帶包含捕捉帶。實際上，環(huán)路閉合后能自動進入鎖相狀態(tài)的輸入信號頻率最大變化范圍的二分之一就是捕捉帶，環(huán)路能保持鎖定的輸入信號頻率最大變化范圍的二分之一就是同步帶，捕捉帶小于同步帶，在實驗中也得到了驗證。捕捉帶和同步帶是影響鎖相環(huán)性能的兩個重要參數(shù)：前者影響入鎖的可靠性，后者決定入鎖后相位誤差的大小