基于同步整流技術(shù)的低壓大電流輸出直直變化器的研究畢業(yè)設(shè)計.doc

基于同步整流技術(shù)的低壓大電流輸出直直變化器的研究畢業(yè)設(shè)計目 錄摘要IAbstractII第1章 緒論11.1 課題背景11.2 低壓大電流輸出DC/DC變換器關(guān)鍵技術(shù)分析21.2.1 整流器件31.2.2 動態(tài)響應(yīng)31.2.3 高總線輸入電壓51.3 本文研究內(nèi)容6第2章 同步整流原理及自驅(qū)動同步整流方案選擇72.2 同步整流基本原理分析72.1.1 整流對效率的影響72.1.2 同步整流提法的由來92.1.3 同步整流管的簡介102.1.4 典型同步整流電路及其工作過程102.1.5同步整流對驅(qū)動信號的要求及其驅(qū)動電路的選擇112.1.6 同步整流對提高效率的貢獻132.2 自驅(qū)動同步整流方案的選擇152.2.1 自驅(qū)動同步整流對變壓器副邊電壓波形的要求152.2.2 兩級變化器172.2.3 互不控制半橋182.2.4 有源鉗位同步整流正激變換器192.2.5 一種新的但繞組自驅(qū)動整流方案202.3 本章小結(jié)21第3章 單繞組自驅(qū)動同步整流對稱半橋變換器233.1 單繞組自驅(qū)動同步整流對稱半橋變換器233.1.1 SWSDSR對稱半橋變換器的溫性分析233.1.2 SWSDSR對稱半橋變換器穩(wěn)性分析得到的幾個結(jié)論253.1.3 SWSDSR的應(yīng)用拓撲分析263.2 同步整流管的選擇及當今MOS管的限制263.2.1 同步整流管的選擇263.2.2 功率MOS器件的限制273.3 單繞組自驅(qū)動同步整流的特點小結(jié)28第4章 單驅(qū)動自驅(qū)動同步整流對稱半橋變換器的仿真294.1 主要電路參數(shù)設(shè)計294.1.1 主要電路參數(shù)設(shè)計294.1.2 控制電路參數(shù)設(shè)計314.2 仿真結(jié)果334.3 仿真結(jié)果分析36結(jié)論37參考文獻39致謝41附錄143附錄249附錄355附錄461附錄567第1章 緒論第1章 緒論概述:本文針對新一代數(shù)據(jù)處理器、通訊設(shè)備、便攜式設(shè)備、網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)品等應(yīng)用場合，對其供電電源中小功率低壓/大電流輸出的DC/DC變換器進行了相關(guān)背景知識的介紹和關(guān)鍵技術(shù)的分析1.1 課題背景隨著信息技術(shù)產(chǎn)業(yè)的快速發(fā)展，高速超大規(guī)模集成電路尺寸的不斷減小，計算機、工作站、網(wǎng)絡(luò)服務(wù)器、便攜式設(shè)備得到迅猛的發(fā)展。在這些場合，廣泛的采用直流分布式電源及系統(tǒng)。構(gòu)成這些電源系統(tǒng)的關(guān)鍵部件是各種不同技術(shù)規(guī)格的DC/DC變換器模塊。而這些計算機、通訊產(chǎn)品的核心部件是微處理器等典型的數(shù)據(jù)處理電路。對于其供電電源來說，這些數(shù)據(jù)處理電路構(gòu)成一類特殊的負載，工作電壓較低、電流較大，各種工作狀態(tài)相互轉(zhuǎn)換時對應(yīng)的電流變化率很高。以典型的Interl Pentium Pro微處理器為例，目前其工作主頻在1.6GHz以上，供電電壓在2.5-3.5V之間，這一工作電壓由計算機“銀盒”中的5V或12V電壓，經(jīng)過較長的傳輸線引出，通過處理器附近的BUCK變換器進行電壓變換后得到。為子進一步提高微處理器等數(shù)據(jù)處理電路的速度，實現(xiàn)更加快速有效的數(shù)據(jù)處理，其工作頻率將進一步提高，供電電壓將越來越低，而且隨著集成度的不斷提高，越來越多的處理器集成電路將集成在同一個芯片上，因此下一代微處理器的額定工作電流將達到50A-l00A，甚至更高，要求微處理器有嚴格的功率管理措施。所有這些對微處理器這類典型負載的供電電源提出了更高的要求。目前國外很多研發(fā)機構(gòu)、公司已經(jīng)針對高速微處理器這類特殊負載的供電電源進行了廣泛深入的研究，并把這一研究熱點，給以專門的名稱VRM，即電壓調(diào)節(jié)器模塊。針對微處理器等高速數(shù)據(jù)處理電路的要求，VRM必須提供經(jīng)過嚴格調(diào)整的低壓和大電流輸出，具有快速的動態(tài)響應(yīng)。從美國開關(guān)電源市場來看，跟隨著計算機通訊設(shè)備迅速、持續(xù)穩(wěn)定的增長及新的網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)品市場的迅速增長，未來的開關(guān)電源市場是非常樂觀的，對中小功率變換器的需求更是呈現(xiàn)迅速上升趨勢。據(jù)權(quán)威市場專家預(yù)測：在今后，小功率DC/DC變換器的主要發(fā)展趨勢是：為了適應(yīng)超高頻CPU芯片的迅速發(fā)展，DC/DC變換器向低輸出電壓(最低可低到1.2V)、高輸出電流、低成本、高頻化(400-500KHz )、高功率率密度、高可靠性(MTBF)、高效率的方向發(fā)展。目前，國外對中小功率低壓/大電流輸出DC/DC變換器的研究已取得了較大進展，對很多關(guān)鍵技術(shù)進行了切實有效的研究及技術(shù)儲備。能夠?qū)崿F(xiàn)3.3V以下輸出電壓、50A以上輸出電流的模塊電源的大規(guī)模生產(chǎn)，且體積己做得相當小，功率密度超過了50W/，現(xiàn)正向120W/發(fā)展。而國內(nèi)雖有部分單位也己投入了小功率DC/DC變換器的研究，但不成氣候，未引起足夠的重視。在我國入關(guān)之后，國內(nèi)開關(guān)電源研發(fā)、生產(chǎn)單位將直接面對國際開關(guān)電源市場的競爭。而小功率開關(guān)電源又是一種技術(shù)含量較高的電力電子產(chǎn)品。高可靠性是第一位重要的指標，其次，EMI, PFC、工藝結(jié)構(gòu)、效率、體積、重量和成本等指標，也是決定我們自己的產(chǎn)品能否參與國際市場競爭的重要因素。為了不致重蹈國內(nèi)的中小功率通用型變頻器市場幾乎全被國外產(chǎn)品占領(lǐng)的覆轍，加強對小功率開關(guān)電源的研究、開發(fā)和組織規(guī)模生產(chǎn)，刻不容緩。 1.2 低壓/大電流輸出DC/DC變換器關(guān)鍵技術(shù)分析對于數(shù)據(jù)處理集成電路這類負載，其供電電源低壓大電流輸出的DC/DC變換器，不僅要考慮到安裝位置及有限的散熱條件，最大限度的減小功耗及發(fā)熱，提高變換器的效率，而且必須考慮到新一代高速數(shù)據(jù)處理電路將以更快的速度工作，在其各個工作狀態(tài)的相互轉(zhuǎn)換中，將對應(yīng)著越來越高的電流變化率。也即對于其供電電源來說，將面臨著更加快速的負載突變，電源變換器需要具有非?？焖俚膭討B(tài)響應(yīng)，來滿足負載對穩(wěn)定輸出電壓的嚴格要求。高功率密度的實現(xiàn)，其有效措施是高頻化，減小對變換器整機體積重量影響較大的部件：磁性元件和大容量電容的體積重量。但對于傳統(tǒng)PWM方式工作的變換器，高頻化的同時會伴隨著開關(guān)損耗及鐵芯損耗的增大，加大了散熱要求，電路工作性能和可靠性受到電路寄生參數(shù)的限制和影響。為此，在高頻化的同時，必須采取有效措施，盡可能的提高變換器效率和減小電路的寄生參數(shù)。而且，盡管已經(jīng)把開關(guān)頻率提高到幾百KHz，大大減小了磁性元件的體積，但在開關(guān)電源變換器中，往往因為磁性元件和大容量電容的高度比其它集成電路芯片和分立元件高得多，這樣在安裝時，并不能夠?qū)崿F(xiàn)對空間的最大利用，為此必須對傳統(tǒng)的磁性元件和電容器進行改制，實現(xiàn)結(jié)構(gòu)上的扁平化，從而使空間得到了最大可能的利用，使電源模塊實現(xiàn)高功率密度的同時實現(xiàn)超薄化、扁平化。1.2.1 整流器件這種低壓/大電流輸出的DC/DC變換器通常采用降壓型拓撲，根據(jù)輸入電壓的高低，分別采用非隔離式和隔離式拓撲。因輸出電壓比較低，因而整流部分的功耗對效率的影響十分顯著。為此，區(qū)別于常規(guī)整流二極管，在這里通常采用具有低導通電阻的低壓功率MOSFET作為整流器件，來降低整流部分的損耗。而MOSFET整流管因與電路工作要求開關(guān)一致，被稱為同步整流管，與其相關(guān)的技術(shù)，也就成為專門的同步整流技術(shù)。但功率MOSFET是單極性場控器件，畢竟與功率二極管不同，需要專門的控制驅(qū)動信號，其損耗也由導通損耗、驅(qū)動損耗、開關(guān)損耗、體二極管損耗多個部分組成。功率MOSFET一般采用“質(zhì)量因子”(定義為導通電阻和柵極電荷的乘積(*)來表征其器件性能，限于現(xiàn)今的器件技術(shù)，市場上通用的器件，其典型值只能在300-400(m*nC)左右，因而在選擇MOSFET時，必然面臨著基本的限制:必須在導通電阻和柵極電荷之間取折衷，也即在導通損耗和容性相關(guān)損耗之間折衷。為了降低導通損耗，對于傳統(tǒng)的器件技術(shù)來說，必須增大器件的尺寸，但同時這會增大柵極和漏極電荷，因此也就產(chǎn)生了更大的容性相關(guān)損耗，特別是在高開關(guān)頻率下，同步整流管的容性相關(guān)損耗將成為低壓/大電流輸出DC/DC變換器最主要的損耗之一。功率MOSFET器件質(zhì)量因子值較高，限制了變換器的效率和高頻工作的能力，也就間接限制了變換器的小型化?，F(xiàn)今很多國際知名的器件公司紛紛研制推出最新的功率器件，顯著減小了功率器件的質(zhì)量因子值，可望大大提高電路效率，降低整機體積和重量，滿足高功率密度指標要求。1.2.2 動態(tài)響應(yīng)數(shù)據(jù)處理電路在各個工作狀態(tài)轉(zhuǎn)換時，將對應(yīng)較高的電流變化率。為滿足數(shù)據(jù)處理電路嚴格要求的工作電壓，低壓/大電流輸出DC/DC變換器必須具有快動態(tài)性響應(yīng)。這里以典型的高速數(shù)據(jù)處理電路一微處理器為例說明技術(shù)難度。圖1.1給出了實際的微處理器模型。在微處理器內(nèi)部和周圍，有很多的解耦電容，用來降低躁聲和滿足嚴格的電壓調(diào)節(jié)要求。C1代表VRM的輸出電容。所有這些電容都有寄生的ESR和ESL。在C1和解耦電容之間以及解禍電容和封裝電容之間的連接部分有寄生的阻抗。新一代微處理器典型負載在工作狀態(tài)轉(zhuǎn)換期間，其電流變化率將高達A/ns的變化量級，在這樣的情況下，所有這些寄生參數(shù)對其供電電源VRM在動態(tài)負載情況下的輸出電壓將有很大的影響。對于新一代的微處理器負載，現(xiàn)今的VRM拓撲不能滿足動態(tài)期間嚴格的容差要求(典型值為2% )。由于動態(tài)響應(yīng)較慢，需要采用更多及更大容量的輸出電容，來維持動態(tài)期間VRM輸出電壓的穩(wěn)定。為了滿足要求，需要成幾倍或十幾倍的增加大電解電容和解藕電容，這增加了VRM的體積和成本，在實際場合變得不切實際。圖1.1 實際的微處理器電路等效模型對于這類高速數(shù)據(jù)處理電路負載場合，當其供電電源采用優(yōu)化設(shè)計的寬帶寬反饋控制后，對應(yīng)各種工作狀態(tài)快速轉(zhuǎn)變時的負載突變，快速動態(tài)響應(yīng)要求的實現(xiàn)主要由輸出濾波環(huán)節(jié)的動態(tài)響應(yīng)決定，對應(yīng)輸出電壓的過沖(上沖或下沖)可通過降低輸出濾波電感值和加大動態(tài)變化時濾波電感上的電壓，從而提高功率級能量傳輸速度來實現(xiàn)。其中濾波電感可以通過增加開關(guān)頻率和選擇合適的拓撲形式來減小。但高頻化雖然可以降低輸出濾波電感的電感量，但受到現(xiàn)今的功率器件、整流器件和磁性元件的限制，現(xiàn)今大多數(shù)VRM的工作頻率都不高于300KHz。而且即使能夠在高頻下工作，VRM的效率也會變得很低，使其熱管理和封裝設(shè)計非常困難。因此要滿足新一代高速數(shù)據(jù)處理電路供電要求，必須研究更先進的集成封裝技術(shù)，把各部分的寄生參數(shù)減至最低，同時研究具有快速能量傳輸速度的功率拓撲，提高功率級的響應(yīng)速度。1.2.3 高總線輸入電壓低壓/大電流輸出的變換器的輸出電壓越來越低，從3.3v到2V、1.5V，甚至更低：輸出電流越來越高，必然對應(yīng)電路布線損耗增大。為此在滿足安全規(guī)格的情況下應(yīng)當考慮增大輸入電壓，從而減小電路配線損耗。圖1.2 VRM所需的輸入濾波電容和其輸入電壓的大致關(guān)系這里仍以典型的微處理器進行說明。其供電電源VRM的輸入電壓一般引自銀盒的5V或12V輸出，經(jīng)過較長的傳輸線，供給VRM，經(jīng)過VRM的電壓變換，輸出經(jīng)嚴格調(diào)節(jié)的低壓給微處理器供電。隨著新一代微處理器對更低電壓和更高電流的要求，傳統(tǒng)的集中供電方式因較長的電源線引起的分布阻抗較大，加大了電源走線的損耗，而且高頻工作下會引起較大的寄生振鈴現(xiàn)象，將使VRM不能滿足微處理器各工作狀態(tài)轉(zhuǎn)換期間的電壓調(diào)節(jié)要求；同時，為了避免銀盒不同輸出端之間的相互影響，VRM需要一個較大的輸入濾波電容。圖1.2給出了VRM所需的輸入濾波電容與其輸入電壓的大致關(guān)系。對于新一代微處理器應(yīng)用場合，如果VRM的輸入電壓是5V，它的輸入電容需要uf數(shù)量級。這一大電容的存在會使計算機、服務(wù)器、工作站等供電系統(tǒng)的功率密度大大降低，效率變低，電壓調(diào)節(jié)性能變差，躁聲問題嚴重。為此，在這類數(shù)據(jù)處理電路的應(yīng)用場合，低壓/大電流輸出的DC/DC變換器將逐漸采用高輸入電壓(12V、24V、48V等電壓等級)，其供電結(jié)構(gòu)也逐步發(fā)展為分布式供電系統(tǒng)。為了達到低壓/大電流輸出DC/DC變換器所要求的高技術(shù)指標，在采用優(yōu)化的最佳電路方案的同時，必須不斷提高工藝水平和封裝技術(shù)水平。采用先進技術(shù)如：磁集成技術(shù)、基板技術(shù)、扁平電容技術(shù)等，確保電源模塊高技術(shù)性能指標和高可靠性的實現(xiàn)。1.3 本文研究內(nèi)容本文針對計算機、通訊產(chǎn)品等應(yīng)用場合，結(jié)合當今低壓大電流DC/DC變換器發(fā)展趨勢，對高輸入電壓，隔離式的低壓/大電流輸出DC/DC變換器進行了相關(guān)研究。論文要研究的關(guān)鍵問題：1.論文首先分析了同步整流的原理和特點。對自驅(qū)動同步整流進行了較詳細的分析。2.對單繞組自驅(qū)動同步整流對稱半橋變換器進行穩(wěn)態(tài)原理分析，給出了同步整流管的選擇方法、損耗計算、及功率MOS驅(qū)動電路的布局設(shè)計。3.對變換器進行了控制系統(tǒng)的分析、設(shè)計，給出了開環(huán)和閉環(huán)仿真中輸出及主要器件的仿真波形。7第2章 同步整流原理及自驅(qū)動同步整流方案選擇第2章 同步整流原理及自驅(qū)動同步整流方案選擇概述:整流電路作為低壓/大電流輸出DC/DC變換器的重要組成部分，對變換器整機性能起著非常關(guān)鍵的作用。傳統(tǒng)的整流電路采用功率二極管，由于二極管的通態(tài)壓降較高(典型值為0.3V-1V)，因此整流損耗較大。應(yīng)用低壓功率MOSFET作為整流管(同步整流管)，可以有效減少低壓/大電流輸出DC/DC變換器整流部分損耗，使變換器獲得較高的效率。本章將首先對同步整流技術(shù)作原理性分析，之后結(jié)合小功率DC/DC變換器的特點，對自驅(qū)動同步整流進行了重點分析，并結(jié)合其特點，分析選擇適合與自驅(qū)動同步整流結(jié)合使用的電路拓撲。2.1 同步整流基本原理分析2.1.1 整流對效率的影響如圖2.1所示，分別為非隔離式和隔離式DC/DC變換器中整流部分的典型電路，(a)buck變換器；（b）副邊半波整流電路。(a)buck變換器(b）隔離式副邊半波整流電路圖2.1 典型的整流電路在低壓/大電流輸出的DC/DC變換器中，通常采用肖特基二極管(schottky)作為整流管，其典型壓降為0.3V-1V(根據(jù)不同的廠家和型號，schottky正向壓降也不一樣)，但即使是很好的schottky，也很難獲得低于0.3V的正向?qū)▔航?，因而整流管的導通損耗占總損耗很大部分比例。當然與整流部分相關(guān)的損耗還包括濾波電感繞組損耗和變壓器副邊繞組損耗(隔離式拓撲)，這里只考慮主要的整流管損耗。在只考慮整流管導通損耗的情況下，可以得到變換器效率與整流管壓降的近似關(guān)系為: = (2-1)公式中：變換器效率為對應(yīng)負載電流I。時，整流管的正向?qū)▔航?；a為去除整流管導通損耗以外的變換器其它損耗與輸入功率的比值。 由(2-1)可以看出，隨著輸出電壓V。的進一步降低，整流管的壓降將更加逼近，變換效率逐漸降低。整流管壓降較高是限制變換器效率的主要因素。 由此可見，要提高低壓/大電流輸出DC/DC變換器的效率，關(guān)鍵是減少整流部分的功耗。用低導通電阻的低壓功率MOSFET代替schottky，作為整流管使用，可以有效減少整流管的導通損耗，是一個很有吸引力的的選擇。2.1.2 同步整流提法的由來所謂同步整流，即用MOSFET代替常規(guī)的整流二極管，根據(jù)電路拓撲的工作要求，給出開關(guān)時序作相應(yīng)變化的柵極驅(qū)動信號，基于柵極驅(qū)動信號與MOSFET開關(guān)動作接近同步，稱為同步整流(Synchronous Rectification，下文簡稱SR)。以圖2.2所示的buck電路為例進行說明，(a)用schottky作為續(xù)流整流管;(b)用MOSFET作為續(xù)流整流管。(a)Schottky 作為整流管（b）MOSFET 作為整流管圖2.2 buck電路 對應(yīng)（b）電路圖，Q1關(guān)斷后，拓撲必然要求續(xù)流整流管開通，在采用MOSFET代替schottky后的圖(b)電路中，此時給Q2加上開通驅(qū)動信號，使其開通，滿足續(xù)流的要求。類似的，在拓撲要求整流管關(guān)斷時，給MOSFET關(guān)斷信號，使其關(guān)斷。只要MOSFET的開關(guān)信號根據(jù)電路拓撲要求作相應(yīng)變化，且開關(guān)速度足夠快，就可認為DS間開關(guān)動作與電路要求保持同步，實現(xiàn)整流功能。2.1.3 同步整流管的簡介在闡述同步整流工作原理之前，先說明一下作同步整流管用的MOSFET的用法：低壓功率MOSFET，由于漏源極間PN結(jié)的存在，使MOSFET具有一個集成的反向體二極管。MOSFET作為整流管用時，流過電流的方向必須是從源極到漏極，而不是通常的從漏極到源極，即作為SR管使用的MOSFET工作在輸出特性曲線(Output Characteristics)的第三象限。2.1.4 典型的同步整流電路及其工作過程圖2.3是典型的同步整流電路，其中，Q1和Q2是同步整流管，D1和D2分別是Q1和Q2的體二極管，Vp是變壓器原邊電壓，Vsec是副邊電壓。圖2.3 典型的同步整流電路 同步整流電路的基本工作過程是：當副邊電壓Vsec由負變正時，相應(yīng)的，MOS管Q2導通，Q1關(guān)斷；當Vsec由正變負時，相應(yīng)的，MOS管Q1導通，Q2關(guān)斷。兩只MOS管隨副邊電壓輪流導通和關(guān)斷，實現(xiàn)了整流功能。2.1.5 同步整流對驅(qū)動信號的要求及其驅(qū)動電路的選擇（1)同步整流對驅(qū)動信號的要求 1.驅(qū)動電壓幅值的選擇: 從IRL2203S的輸出特性曲線(Output Characteristics)可知，在驅(qū)動電壓大于lOV以后，MOSFET的導通電阻值就基本保持不變了；另外考慮到MOS管柵源極間有一層很薄的極易被擊穿的氧化層，要求驅(qū)動電壓不能超過20V；而且由于MOS管的驅(qū)動損耗為，與驅(qū)動電壓Vg成正比，為保證驅(qū)動損耗不致過大，要求驅(qū)動電壓不宜過高。 2.同步整流管的驅(qū)動時序: 如圖2.3的半波整流同步整流電路中，理論上，驅(qū)動同步整流管的電壓信號在時序上應(yīng)與電壓波形Vsec保持對應(yīng)關(guān)系。但由于MOS管實際的開通和關(guān)斷并不是理想的，實際應(yīng)用中，兩只同步整流管的驅(qū)動信號之間應(yīng)保證足夠的死區(qū)時間。因為在兩SR管換流期間，如果一只整流管已處于導通態(tài)，而另外一只還沒有關(guān)斷，就會造成短路，導致較大的短路電流，可能會燒毀MOS管。但死區(qū)時間也不能設(shè)置得過長。在死區(qū)時間內(nèi)，同步整流管的體二極管流過負載電流，完成MOS作為整流管的功能，電路雖然仍能照常工作，但會造成過多的損耗。因此，從減小損耗角度考慮，死區(qū)時間應(yīng)設(shè)置得足夠小。(2)同步整流驅(qū)動電路的選擇驅(qū)動同步整流管的方法大致可分為兩類：1.外加控制驅(qū)動電路(External Control )：通過附加的邏輯控制和驅(qū)動電路，產(chǎn)生出隨主變壓器副邊電壓作相應(yīng)時序變化的驅(qū)動信號，驅(qū)動SR管。驅(qū)動信號電壓幅值恒定，不隨副邊電壓幅值變化，驅(qū)動波形好。這種方案能提供高質(zhì)量的驅(qū)動波形。但需要一套復(fù)雜的控制驅(qū)動電路，增加了成本，也延長了研發(fā)時間。從這個角度出發(fā)，這種驅(qū)動方案并不是很理想。2.自驅(qū)動同步整流(Self-driven Synchronous Rectification)：即從電路中的某一點，直接獲取電壓驅(qū)動信號，驅(qū)動SR管。比較常用的是從主變壓器的繞組上直接獲取驅(qū)動電壓。如圖2.4給出一種典型的自驅(qū)動同步整流電路(變壓器副邊為半波整流電路)，其工作過程如下：圖2.4 一種典型的自驅(qū)動同步整流電路當副邊電壓Vsec由負變正時，MOS管Q2導通，Q1關(guān)斷；當Vs由正變負時，MOS管Q1導通，Q2關(guān)斷。兩只MOS管隨副邊電壓輪流導通和關(guān)斷，實現(xiàn)整流功能。隨著輸出電壓的進一步降低(低于3.3V)，直接從主變壓器副邊繞組上獲取的電壓，其電壓幅值不足以驅(qū)動MOS管，可在主變壓器上加繞輔助繞組(注意與副邊繞組的耦合)來獲得幅值滿足要求的驅(qū)動電壓。這種驅(qū)動方案，雖然驅(qū)動波形質(zhì)量不如外加控制驅(qū)動電路理想，但能使變換器獲得更高的效率，而且簡單、經(jīng)濟、可靠。2.1.6 同步整流管對提高效率的貢獻為分析導通損耗，可將MOSFET的電路模型表示為一個線性電阻Rds(在MOSFET的飽和區(qū))，如圖2.5 (a)。整流用的結(jié)型二極管，如schottky，可近似線性表示為由一個電阻Rt與一個電壓源Vfto (Vfto是二極管的門檻電壓，不同電流下Vfto變化很小)串聯(lián)組成，如圖2.5（b）(a) MOSFET的導通損耗電路模型 (b)二極管的導通損耗電路模型 圖2.5 器件的等效電路模型假設(shè)不計結(jié)型二極管的反向恢復(fù)損耗；不計MOSFET體二極管損耗。在負載電流為I時，整流二極管的導通損耗可表示為：P= （2-2）其中，n為并聯(lián)二極管的數(shù)目。用同步整流管代替結(jié)型整流二極管后，可減少的整流損耗Psave為：Psave= （2-3） 其中，n為并聯(lián)同步整流管的數(shù)目，Qg為MOSFET的驅(qū)動電荷，Vg為驅(qū)動電壓幅值。Cs為MOSFET的輸出結(jié)電容，to、toff分別為SR管的開通時間和關(guān)斷時間，Vm為SR管承受的最大電壓，Im為流過SR管的最大電流。 下面針對負載電流是15A的情況，對具體器件作損耗計算。 IR公司的肖特基二極管42CTQ30(40A/30V)的門檻電壓Vfto為0.38V, R為0.0068，將兩只42CTQ30并聯(lián)用于15A輸出的變換器。 IR公司較新推出的FETKY，將第五代HEXFET型功率MOSFET和低正向?qū)▔航档男ぬ鼗O管組合在一起，特別適合作同步整流管用，它有以下優(yōu)點: 1.導通電阻Rds??； 2.體二極管作成schottky，可有效降低導通損耗和反向恢復(fù)損耗； 3.MOSFET和schottky集成在同一封裝中，節(jié)省了空間和成本。 FEETKY IRL2203S的導通電阻Rds為0.007，將兩只IRL2203S并聯(lián)使用可有效減小SR管的等效導通電阻。以下計算中，假定SR管承受電壓應(yīng)力Vds為8V，開關(guān)頻率fs為1OOKHz，驅(qū)動電壓Vg為12V，驅(qū)動電流為2A。由(2-3)式可知，用兩只IRL2203S并聯(lián)構(gòu)成一個整流管，與用兩只42CTQ30并聯(lián)相比較，整流部分可減少的損耗為： Psave=6.465-1.142=4.85（W）在開關(guān)頻率合適的情況下，采用SR管可以大大減小整流部分損耗。2.2 自驅(qū)動同步整流方案的選擇由2.1的分析已知，對于低壓/大電流輸出的隔離式DC/DC變換器，大部分損耗發(fā)生在副邊整流電路中。減少整流側(cè)損耗的有效措施是用SR管代替整流二極管。采用外加控制驅(qū)動方法讓SR管按照正確的開關(guān)時序工作，雖說是比較直接、常規(guī)的方法，所得的驅(qū)動波形質(zhì)量也較好，但其控制復(fù)雜，增加了元件數(shù)和整機成本。考慮到低壓/大電流輸出DC/DC變換器這類低功率電源的特殊性，其對效率、功率密度的要求非常高，因此在能夠不采用外部控制驅(qū)動的情況下，盡可能的利用具有簡單、可靠、高效等特點的自驅(qū)動同步整流(Self-driven Synchronous Rectification，以下簡稱 SDSR)，來完成整流級的工作。 前面已經(jīng)提及同步整流管對其驅(qū)動信號的基本要求，而SDSR較多的采用從主功率變壓器的繞組上獲得驅(qū)動電壓的方法，因此并非所有的變換器拓撲都適合與SDSR結(jié)合使用。這一部分通過幾種拓撲與自驅(qū)動同步整流結(jié)合使用的應(yīng)用舉例，說明SDSR的特點。在此基礎(chǔ)之上，給出一種新的單繞組自驅(qū)動同步整流方案，從而拓寬了SDSR的拓撲應(yīng)用范圍。2.2.1 自驅(qū)動同步整流對變壓器副邊電壓波形的要求 如圖2.6(a)所示，副邊整流級為應(yīng)用同步整流的中心抽頭全波整流結(jié)構(gòu)，驅(qū)動SR管的理想的副邊電壓波形應(yīng)該滿足： 1.電壓無為零時段，實現(xiàn)MOSFET(溝道導通時間/體二極管導通時間)的最大化，使整流部分的耗損最??；2.電壓波形的上升沿和下降沿要快，電壓幅值合適，滿足MOSFET快速開關(guān)的要求。這一要求限制了很多副邊電壓波形存在較長為零時段的拓撲，圖2.7列舉了幾種典型的副邊電壓波形，分別代表正激(如繞組復(fù)位方式)、對稱拓撲(推挽、橋式)、諧振變換器。這些拓撲的副邊電壓波形存在較大死區(qū)，不適合用來驅(qū)動SR管。如圖2.6（b）所示，為驅(qū)動SR管的理想的變壓器副邊電壓波形。（a）中心抽頭全波整流（b）驅(qū)動同步整流管的理想的電壓波形 圖2.6 理想的同步整流管驅(qū)動電壓波形能夠獲得如圖2.6所示理想波形的拓撲大致有三種:推挽、半橋、全橋，其占空比必須固定工作在D=0.5附近，為了能都對輸出電壓進行有效的調(diào)節(jié)控制就必須加上前級調(diào)節(jié)器，也即采用兩級結(jié)構(gòu)，根據(jù)需要適當調(diào)整總線電壓 (前級的輸出電壓，SR后級的輸入電壓)，后級采用固定占空比的開環(huán)控制。 (a)正激類 (b)對稱拓撲類 (C)諧振變換器類 圖2.7 幾種不適合與SR電路結(jié)合使用的拓撲的副邊電壓波形2.2.2 兩級變換器：前級非隔離式拓撲+后級SR對稱拓撲當輸入電壓范圍較寬時，需要采用前級調(diào)節(jié)器調(diào)整，從而對輸出電壓進行控制。因為SR后級變換器己經(jīng)提供了電氣隔離，因此前級變換器可采用非隔離式的拓撲：Buck、 Boost、 Buck-Boost，根據(jù)輸入電壓和選定的中間總線電壓，選擇前級拓撲的形式。圖2.8 兩級結(jié)構(gòu)自驅(qū)動同步整流電路Boost+Half-Bridge+SDSR以圖2.8所示的Boost+Half-Bridge+SDSR兩級變換器為例進行原理分析。輸入電壓通過前級Boost變換器升壓后，得到中間總線電壓，后級占空比固定在0.5，后級主變壓器原副邊的匝比為N:1，從而得到兩級結(jié)構(gòu)的輸入與輸出電壓關(guān)系為： （2-4）一旦選定了匝比N，只需根據(jù)調(diào)節(jié)要求調(diào)整前級Boost變換器的占空比，就可得到所需的輸出電壓。 兩級結(jié)構(gòu)的特點總結(jié)：1.優(yōu)點:通過前級變換器將輸入電壓變換為一個相對穩(wěn)定的電壓，使后級變換器的占空比工作在0.5附近，SR管可以獲得近于理想的驅(qū)動電壓，有利于后級SR電路的工作。2.缺點:兩級變換器所用的功率管、元件數(shù)目較多，不利于實現(xiàn)電源的高功率密度，限制了其在低壓/大電流輸出的小功率電源場合的應(yīng)用。2.2.3 互補控制半橋變換器兩級結(jié)構(gòu)比較適合輸入電壓變化范圍寬的場合，在輸入電壓變化范圍相對較窄時，可以采用互補控制半橋變換器(Half-bridge Converter Complementary-Control)(下文簡稱“HBCC)。如圖2.9所示，是HBCC與SDSR結(jié)合使用的主電路，主電路的形式和傳統(tǒng)對稱半橋相同，但其控制方法不同，HBCC的兩只功率管Q1, Q2在一個開關(guān)周期內(nèi)交替互補導通，在兩管換流的死區(qū)時間內(nèi)，通過變壓器的漏感和MOSFET寄生輸出電容之間的諧振，可以實現(xiàn)功率管的零電壓開通?；パa控制半橋變換器的總結(jié)：優(yōu)點包括： 1.通過合理設(shè)計，變換器原邊功率管可以實現(xiàn)軟開關(guān)； 2.輸出濾波電感可以設(shè)計得較??； 3.在一定的輸入電壓范圍內(nèi)及合適的輸出電壓等級處，互補控制變換器可以和自驅(qū)動同步整流較好結(jié)合； 4.功率管的電壓應(yīng)力小，被鉗位為輸入電容上的電壓。缺點包括： 1.對輸入電壓變化比較敏感，不適合用于輸入電壓變化范圍寬的場合； 2.四階系統(tǒng)，動態(tài)特性復(fù)雜，小信號模型的輸出阻抗較大，動態(tài)響應(yīng)較差。圖2.9 HBCC+SDSR簡化電路圖2.2.4 有源箱位同步整流正激變換器在隔離式DC/DC變換器中，正激拓撲在低中功率場合的應(yīng)用比較廣泛。正激拓撲根據(jù)其復(fù)位方式的不同，可分為多種形式，但除有源箝位和RCD復(fù)位等有限的復(fù)位電路外，其它復(fù)位方式的電路，在主變壓器繞組上均存在較長的電壓為零時段，若采用自驅(qū)動同步整流，負載電流必然會在繞組電壓為零時段，流過SR管的體二極管，增大損耗。與互補控制自驅(qū)動同步整流半橋變換器相比，在相同輸入電壓范圍的情況下，有源箱位自驅(qū)動同步整流正激變換器的SR管的驅(qū)動電壓的變化范圍較小，在整個輸入電壓范圍內(nèi)都可以得到較好的驅(qū)動。 有源箱位正激變換器的特點總結(jié):優(yōu)點： 1.可以和自驅(qū)動同步整流電路較好的結(jié)合使用，即使在寬輸入電壓范圍內(nèi)，SR管也可以得到較好的驅(qū)動； 2.所用器件數(shù)目較少，有利于實現(xiàn)電源模塊的高功率密度指標； 3.通過合理設(shè)計可以實現(xiàn)原邊主功率管的軟開關(guān)；4.小信號特性的輸出阻抗較小，動態(tài)響應(yīng)快。具有的缺陷: 1.當負載是數(shù)據(jù)處理器等具有大電流變化率的類型時，對應(yīng)于負載突升情況，很可能使功率變壓器瞬間飽和，因此必須采用更大尺寸的鐵芯，增大了變換器的高度和體積。 2.有源箱位是專利拓撲，限制了其在工業(yè)界的廣泛采用。2.2.5 一種新的單繞組自驅(qū)動同步整流方案以上幾種拓撲結(jié)合自驅(qū)動SR，在3.3V及5V等級的低輸出電壓DC/DC變換器中得到了應(yīng)用，隨著輸出電壓的進一步降低，主變壓器副邊繞組的電壓幅值跟著降低，不能有效驅(qū)動SR管，因此必須在主功率變壓器上加繞輔助繞組，提高驅(qū)動電壓的幅值，滿足有效驅(qū)動SR管的要求，為獲得較好的電氣性能，必然需要輔助繞組與副邊繞組之間的緊密耦合，增加了變壓器制作的復(fù)雜程度。這些拓撲的共同特征是主變壓器上用于驅(qū)動SR管的繞組電壓無為零時段，這限制了很多拓撲(如推挽、橋式)與自驅(qū)動同步整流方案的結(jié)合應(yīng)用。為了拓寬自驅(qū)動SR適用拓撲的范圍，本文介紹了一種新的單繞組自驅(qū)動同步整流方案(Single-Winding Self-Driven Synchronous Rectification)(以下簡稱“SWSDSR” )，這種新的驅(qū)動方案簡單、經(jīng)濟、可靠，非常適合在低功率的低壓/大電流輸出DC/DC變換器應(yīng)用場合使用，且拓寬了自驅(qū)動同步整流的應(yīng)用拓撲范圍，特別適用于寬輸入電壓范圍、變壓器對稱工作的拓撲。 SWSDSR工作原理的分析 如圖2. 10所示，(a)為這種SWSDSR的結(jié)構(gòu)示意圖，原邊采用對稱工作的拓撲。(b)分別為變壓器輔助繞組電壓有為零時段時，對應(yīng)的工作原理波形圖。如圖（b）所示，對應(yīng)原邊拓撲占空比為50%，無為零時段。當輔助繞組電壓Vaux為正時，對應(yīng)有,；當輔助繞組電壓Vaux為負時，對應(yīng)有,.圖2.14 SWSDSR的結(jié)構(gòu)示意圖及變壓器輔助繞組電壓Vaux波形2.3 本章小結(jié)本章重點介紹了同步整流的基本原理，分析表明：自驅(qū)動同步整流方案簡單、經(jīng)濟、可靠，非常適合在低功率的低壓/大電流輸出DC/DC變換器應(yīng)用場合使用。但傳統(tǒng)的自驅(qū)動同步整流方案因驅(qū)動電壓的要求，限制了與之結(jié)合使用的拓撲類型，為此，本文對一種新的單繞組自驅(qū)動同步整流方案進行了研究，從而拓寬了自驅(qū)動同步整流方案的應(yīng)用拓撲范圍。23第3章 單繞組自驅(qū)動同步整流對稱半橋變換器第3章 單繞組自驅(qū)動同步整流對稱半橋變換器 概述:前面介紹了幾種拓撲結(jié)合自驅(qū)動同步整流，在3.3V及5V等級的低輸出電壓DC/DC變換器中得到了應(yīng)用，這些拓撲的共同特征是主變壓器上用于驅(qū)動同步整流管的繞組電壓無為零時段，這限制了很多拓撲(如推挽、橋式)不能與自驅(qū)動同步整流結(jié)合使用。為了拓寬自驅(qū)動同步整流適用拓撲的范圍，本章分析研究了一種新的單繞組自驅(qū)動同步整流(Single-Winding Self-Driven Synchronous Rectification)(以下簡稱“SWSDSR )方案，該方案利用主變壓器上的一個輔助繞組，繞組兩端分別接在副邊兩個SR管的柵極，在主變壓器繞組電壓為零階段，兩個SR管都能導通，而且因為一個SR管柵極電容的放電電荷被利用來給另外一個SR管柵極電容充電，減小了驅(qū)動損耗。3.1 單繞組自驅(qū)動同步整流對稱半橋變換器的穩(wěn)態(tài)分析3.1.1 SWSDSR對稱半橋變換器的工作原理分析如圖3. 1是單繞組自驅(qū)動同步整流對稱半橋變換器的簡化電路原理圖，其中，Vin為輸入電壓，C 1、C2為中點分壓電容，變壓器原邊匝數(shù)為，圖3.1 單繞組自驅(qū)動同步整流對稱半橋變換器的簡化電路原理圖主副邊匝數(shù)為， (=)，輔助繞組匝數(shù)為。原邊繞組、輔助繞組與主副邊繞組的匝比分別為N:1, SR1和SR2是副邊的兩只同步整流管。和分別是輸出濾波電感和濾波電容。,分別代表原邊主管S1和S2的驅(qū)動信號，為兩只同步整流管SR1, SR2的驅(qū)動信號。開關(guān)周期為T，占空比為D。為便于分析，先作如下假設(shè)：（a）模態(tài)一（b）模態(tài)二圖3.2 開關(guān)模態(tài)對應(yīng)的簡化等效電路圖1.在穩(wěn)態(tài)時，中點分壓電容C1, C2取得足夠大，忽略電容中點電壓的浮動，C1、C2可認為是電壓源，其電壓等于一半的輸入電壓。2.輸出濾波電感足夠大，忽略電感電流紋波，電感電流可認為等于負載電流。3.輸出濾波電容足夠大，忽略電容電壓紋波，電容電壓可認為等于輸出電壓。 4.所有器件理想化：無損、線性。 對稱半橋電路工作過程中，主變壓器繞組電壓不存在為零時段。圖3.2s是開關(guān)模態(tài)對應(yīng)的簡化等效電路圖。 各開關(guān)模態(tài)的工作原理： 1.模態(tài)一：如圖3.2（a)，主管S1開通，變壓器原邊繞組電壓為正，磁化電流線性增加。輔助繞組電壓為正，給SR1的柵極充電，此時因肖特基二極管D2的快速鉗位作用，輔助繞組電壓全部加在SR1的柵極電容上，使得SR1仍處于通態(tài)，SR2仍處于斷態(tài)，負載電流折射到原邊。表示主管的電流。此模態(tài)的電路方程為：= (3-1)= (3-2) 2.模態(tài)二 S2開通，下半周期開始，其電路工作情況與上半周期對稱，關(guān)系式的推導與上半周期一致，這里不作贅述。經(jīng)過以上分析可見，在變壓器繞組電壓為零時段內(nèi)，單繞組自驅(qū)動同步整流方案能夠使副邊兩個SR管柵極電容上的電壓近似等于輔助繞組電壓幅值V的一半。這即說明只要輔助繞組電壓的幅值V足夠高，就可以保證在變壓器繞組電壓為零階段，兩個SR管都能夠?qū)?，避免了SR管體二極管導通，增大整流管導通損耗的問題。3.1.2 SWSDSR對稱半橋變換器穩(wěn)態(tài)分析得到的幾個有用結(jié)論1.同傳統(tǒng)對稱半橋變換器一樣，輸出電壓的表達式為： (3-3)這里，D定義為主率導通時間與半周期T/2的比值： (3-4)2.原邊主功率管S1, S2承受的電壓應(yīng)力,為：= （3-5）3.在原邊主管開通，主變壓器繞組電壓非零時，副邊對應(yīng)開通的SR管的驅(qū)動電壓為：= （3-6）在原邊主管關(guān)斷，主變繞組電壓為零時段，副邊兩只SR整流管同時導通，其驅(qū)動電壓為：= （3-7）4.副邊同步整流管SR1和SR2承受的最大電壓應(yīng)力為： （3-8）3.1.3 SWSDSR的應(yīng)用拓撲分析 單繞組自驅(qū)動同步整流方案特別適用于主變壓器對稱工作的拓撲(推挽、橋式)。但與變壓器不對稱工作的拓撲(如互補控制半橋，正激式拓撲等)結(jié)合使用中，當原邊功率管導通占空比不等于0.5時，會因為主變壓器繞組上正負電壓幅值的不同，在其中某個SR管關(guān)斷期間，其柵源極間出現(xiàn)正壓降，當輸入電壓變化范圍較寬時，這一正壓降就很可能超過SR管的門檻電壓，使得本應(yīng)關(guān)斷的SR管誤導通，電路無法正常工作，甚至毀壞電路元件。當輸入電壓范圍較寬，在這一時段，本應(yīng)關(guān)斷的SR1管，其柵源電壓卻為正壓，對應(yīng)占空比偏離0.5較遠，或和輔助繞組電壓幅值相對較高時，柵源電壓很可能會超過SR管的門檻電壓，使其誤導通。因此，當單繞組自驅(qū)動同步整流與變壓器不對稱工作的拓撲結(jié)合使用時，受到輸入電壓范圍的限制。3.2 同步整流管的選擇及當今MOS管的限制3.2.1 同步整流管的選擇 對開關(guān)電源設(shè)計者而言，選擇開關(guān)器件，不外乎根據(jù)線路上所需的電壓及電流來選擇某一型號。在選擇MOSFET作為功率器件時，不少設(shè)計師往往只關(guān)心其導通電阻的大小，對Ciss,Coss,Qg等容性參數(shù)不夠重視。這在開關(guān)頻率相對較低情況下尚可，但隨著開關(guān)頻率的不斷提高，這些容性參數(shù)對MOSFET的開關(guān)速度影響很大，而且各種容性相關(guān)損耗也很可能會與導通損耗相比較，甚至更高，因此必須認真考慮這些寄生參數(shù)的影響。 在選擇作為SR管使用的MOSFET時，應(yīng)根據(jù)以下的基本要求： 1.導通電阻Rs(on)??； 2.柵源極間的結(jié)電容Cgs?。?3.漏源極間的結(jié)電容Cs?。?4.在較小的驅(qū)動電壓下就可以完全開通； 5.體二極管的正向?qū)▔航礦f低； 6.體二極管的反向恢復(fù)電荷Qrr小。 實際確定SR管時，根據(jù)所采用的具體電路拓撲的特點，對基本的損耗公式作必要的調(diào)整，核算整流部分的總損耗。根據(jù)負載電流、開關(guān)頻率、體積、成本等具體要求，在相關(guān)軟件計算工具的幫助下，計算出滿足應(yīng)用場合的最優(yōu)電路參數(shù)。從而確定SR管。3.2.2 功率MOS器件的限制 前面分析所得的SR管損耗與并聯(lián)數(shù)目、開關(guān)頻率的關(guān)系，實際上是SR管導通損耗與容性相關(guān)損耗之間制約關(guān)系的反映，也即SR管結(jié)電容和導通電阻之間相互制約關(guān)系的反映。這種相互制約關(guān)系并非用作SR管的低壓功率MOSFET器件所特有，而是現(xiàn)今的垂直功率MOSFET技術(shù)所存在的固有缺陷。功率MOSFET一般采用“質(zhì)量因子”(定義為導通電阻和柵極電荷的乘積()來表征其器件性能。限于現(xiàn)今的器件技術(shù)，市場上通用的一些功率MOS器件，其質(zhì)量因子的典型值也只有300-400()左右的水平，因而在選擇MOSFET時，必然面臨著基本的限制：必須在導通電阻和柵極電荷之間取折衷，也即在導通損耗和容性相關(guān)損耗之間折衷。為了降低導通損耗，對于傳統(tǒng)的器件技術(shù)來說，必然要增大管芯的尺寸，但這同時會增大結(jié)電容，因此也就產(chǎn)生了更大的容性相關(guān)損耗，特別是在高頻化的發(fā)展趨勢下，當開關(guān)頻率達到MHz時，SR管的容性相關(guān)損耗將成為低壓/大電流輸出DC/DC變換器最主要的損耗。 功率MOSFET“質(zhì)量因子”值較高，不僅限制了變換器的效率，而且限制了變換器高頻工作的能力，也就限制了變換器的小型化?，F(xiàn)今很多國際知名的器件公司紛紛研制推出最新的功率器件，顯著減小了這一質(zhì)量因子值，其中以利用VLSI技術(shù)研制生產(chǎn)的橫向結(jié)構(gòu)低壓功率MOSFET最為典型，可完全消除襯底電阻和密勒電容，漏源電容也可大大減小，可望大大提高電路效率，降低整機體積和重量，滿足高功率密度指標要求。3.3 單繞組自驅(qū)動同步整流的特點小結(jié) 優(yōu)點: 單繞組自驅(qū)動同步整流方案拓寬了自驅(qū)動同步整流在變壓器對稱工作的拓撲中(推挽、橋式)的應(yīng)用，在繞組電壓為零時段，一個SR管的柵極電容的放電電荷給另一個SR管的柵極電容充電，減小了驅(qū)動損耗。 缺點:單繞組自驅(qū)動同步整流的正常工作必須以繞組間的緊密耦合為保證，耦合不好，則會使本應(yīng)關(guān)斷的SR管在柵源間出現(xiàn)正偏電壓，存在誤導通的危險。因此，必須采用合適的繞制方法(及改進傳統(tǒng)變壓器的制造工藝(如采用PCB繞組和扁平鐵芯制成的扁平變壓器)，增加了變壓器制作工藝的復(fù)雜程度及成本29第4章 單繞組自驅(qū)動同步整流對稱半橋變換器仿真第4章 單繞組自驅(qū)動同步整流對稱半橋變換器仿真 本章針對單繞組自驅(qū)動同步整流方案，結(jié)合對稱半橋拓撲，進行了電路仿真和原理樣機的研制。該變換器樣機的主要技術(shù)規(guī)格如下:輸入電壓：36-72V 輸出電壓：2.5V輸出電流：15A輸出電壓紋波：50mV(2%)開關(guān)頻率： 為保證電源的小型化，關(guān)鍵是減小磁性元件和散熱裝置的體積。提高開關(guān)頻率可以減小磁性元件的體積，加快瞬態(tài)響應(yīng)。但頻率的提高會使電源的開關(guān)損耗、鐵芯損耗等增大，加大散熱壓力。因此開關(guān)頻率應(yīng)綜合考慮，折衷選擇。這里選擇開關(guān)頻率為1OOKHz。4.1 主要電路參數(shù)設(shè)計4.1.1 主電路參數(shù)設(shè)計1.拓撲形式：如圖5. 1，主電路采用對稱半橋拓撲，副邊為同步整流方式。圖4.1單繞組自驅(qū)動同步整流對稱半橋拓撲2.分壓電容C1, C2的選取:在對稱半橋電路中，隨著原邊開關(guān)管的交替開關(guān)工作，C1, C2中點電位將會在/2上下按指數(shù)規(guī)律浮動，在(/2+V)和/2-V)之間來回變化。本課題按V=2%(/2)來選擇電容值。C1和C2中的電流大小相等，等于變壓器原邊電流的一半，其有效值為1.245A。實際選取C1=C2=2*(4.7uF/100V)。3.主變壓器的設(shè)計:（1）繞組匝數(shù)比的確定考慮副邊繞組及電感電阻，有如下關(guān)系：,記V=0.2，對應(yīng)最小輸入電壓，最大占空比，有： （4-1）輔助繞組= （4-2）對應(yīng)于/2的18-36V范圍，取=2比較合適。輔助繞組在原邊開關(guān)管開通時的電壓范圍為9-18V，在原邊開關(guān)管關(guān)斷，副邊整流管的電壓范圍在4.5-9V，因此，同步整流管的柵源驅(qū)動電壓從4.5-9-18V變化，滿足驅(qū)動要求。因為副邊繞組流過較大電流，故希望繞組匝數(shù)越少越好，從而變壓器各繞組的匝數(shù)分別取為：=6，,=3。滿載時，占空比最大， （4-3）輕載時，占空比最小， （4-4）（2）計算并