微波技術與天線——電磁波導行與輻射工程第二版殷際杰電子教案第四章ppt課件

1、第四章第四章 微波元件及微波網(wǎng)絡實際概要微波元件及微波網(wǎng)絡實際概要 4-1 微波段電路元件的功能、構成原理及研討方法 用于本章概述 4-2 銜接元件、分支元件及R、L、C元件 用于4.1 4.3 4-3 定向耦合器 用于4.4 4-4 阻抗變換器與調(diào)配器 用于4.5 4 41 14-5 諧振腔 用于4.6.14-6 微波鐵氧體元件簡介 用于4.74-7 微波網(wǎng)絡實際概述 用于4.8 4.114 42 24 43 34-1 微波段電路元件的功能、構成及研討方法 一個微波段信息傳輸系統(tǒng)，除了傳輸線還需求有具有各種功能的元件和器件共同組成。 微波元件的各種功能對導行電磁波的控制造用，是經(jīng)過安裝的邊境

2、外形和尺寸、填充媒質(zhì)的變化不均勻或不延續(xù)來實現(xiàn)的。即構成微波元件的根底是微波傳輸線主要是金屬波導和微帶線，因此微波元件又統(tǒng)稱為不規(guī)那么波導。 微波元件泛指可以控制導行電磁波方式、極化、幅值、頻率、相位、去向等的無源安裝。以往集總電路元件概念及構成方法已不能用于微波波段。 分析微波元件的任務原理及確定其參數(shù)，嚴厲的數(shù)學解對于絕大多數(shù)情況幾乎是不能夠的，由于微波元件復雜和不規(guī)那么的邊境情況，完好準確地求解電磁場方程將遇到極大的困難。4 44 4 因此我們研討微波元件的任務原理往往采用定性分析方法，元件作用的外特性那么采用網(wǎng)絡分析與綜合的方法來分析研討。4 45 54-2 銜接元件、分支元件R、L、

3、C元件銜接元件 不同型式的微波傳輸線銜接，本質(zhì)上是完成方式轉(zhuǎn)換4 46 6 從以上不同種類傳輸線銜接，即不同傳輸模的轉(zhuǎn)換中可以看出，要轉(zhuǎn)換成哪一種方式就必需鼓勵出與該方式類似的場構造。這種與該方式類似的場構造那么是該方式與高次模的混合，由波導的自濾性，這些伴生的高次模因不滿足存在條件而距鼓勵點不遠即行消逝。再就是不同種類傳輸線銜接，因其外形、尺寸即邊境的突變而必然引起反射，而采用橫截面漸變過渡的構造那么可大大減小因銜接而呵斥的對導行波的反射。 4 47 7波導分支 對于普通雙線傳輸線，把一路信號分送兩路或多路，即在主傳輸線上向外串接或并接引出信號是非常容易的事。但是對于微波段的傳輸線，尤其是金

4、屬波導，分支不僅遇到構造上的問題，而且還會帶來電性能上的一些特性。 4 48 84 49 9 R、L、C元件那么要求其具有耗費、反射或集中電磁場能量的作用。波導R、L、C元件 以下圖是以吸收信號功率而制成的微波電阻性元件4 41010 截止波導過極限波導衰減器，它是利用途于截止形狀的波導(c)，場量沿傳輸方向呈指數(shù)率衰減特性來實現(xiàn)的。其本質(zhì)是它對信號能量的反射。如圖中圓波導處于截止(3.41R),場量隨l長成指數(shù)衰減規(guī)律，改動l長即可實現(xiàn)可變衰減的輸出。4 41111 微波系統(tǒng)中的電抗元件，其構成原理都是利用微波傳輸線的構造、外形及尺寸的不延續(xù)性來實現(xiàn)的。電抗元件包括可以集中和儲存磁場能量的電

5、感性元件，以及可以集中和儲存電場能量的電容性元件。以下選擇其中典型和常用的元件引見。 4 41212 波導或同軸線其終端短截那么呈全反射形狀，由傳輸線實際可知，其入端阻抗為純電抗。假設短截面位置可調(diào)活塞，入端即為可變電抗。4 41313 定向耦合器又稱方向耦合器，它的作用是經(jīng)過小孔耦合、分支耦合及平行線耦合等耦合方式，把主傳輸線中一部分信號取出，用于微波系統(tǒng)的監(jiān)測、信號功率的分配或合成等等。定向耦合器在微波技術中有著廣泛的運用。 定向耦合器的根本構造，就是由主傳輸線、副傳輸線及兩者之間的耦合環(huán)節(jié)所構成。圖為典型的幾種定向耦合器構造表示圖。 圖中依序為波導窄壁孔耦合定向耦合器、正交波導寬壁十字孔

6、耦合定向耦合器、耦合帶狀線定向耦合器及微帶線分支定向耦合器。 4-3 定向耦合器4 414144 41515 定向耦合器多利用波程關系實現(xiàn)，我們以波導窄壁雙孔定向耦合器為例來分析。如下圖，主、副矩形截面波導窄壁面為公共壁，在公共壁上開兩個外形、尺寸一樣，間距為l的小孔。信號由主波導端口即定向耦合器的輸入端輸入，并令波幅值為1。 輸入波行進至耦合孔a, b時，電磁能經(jīng)過小孔耦合至副波導。電磁能經(jīng)過小孔耦合、鼓勵的問題，要用小孔繞射實際來分析，這是微波經(jīng)典實際中的重要內(nèi)容之一。這樣我們姑且用一耦合系數(shù)來表示小孔的耦合強度。 4 41616CCCCBB 端口輸入波行進至小孔a處，耦合至副波導中的波以

7、和向端口的參考面的延遲量一樣，向端口傳輸?shù)鸟?表示向端口傳輸?shù)牟糠?，以表示向端口傳輸?shù)牟糠郑?C為耦合系數(shù)。輸入波行進至小孔b處依然向副波導耦合，分為向端口的兩部分。假定輸入波經(jīng)過小孔a, b后幅值不變?nèi)躐詈?。在副波導中向端口傳輸?shù)鸟詈喜?，由小孔a和b兩部分耦合波組成，它們到達合波為lllCCCAjjj3e2ee副波導中向端口傳輸?shù)牟ㄔ贏A 參考面處，由a和b兩個小孔耦lllCCCAj2 j4ecos2e耦合波疊加為 4 417174pl04A4p此種雙孔定向耦合器，通常取，那么定向性D均為理想值 。利用波長關系不難作出物了解釋：耦合端的輸出是兩小孔耦合波的同相疊加，而隔離端那么是兩小孔耦合波

8、的反相疊加而抵消。這種利用波長關系的定向耦合器的任務頻 在實踐運用中，定向耦合器的隔離端口都要接有匹配負載，用以吸收傳輸來的走漏信號功率，以免產(chǎn)生反射而影響其他端口的信號功率分配，而破壞定向耦合器的任務性能。 ，隔離度I及帶是較窄的，由于兩小孔間距l(xiāng)偏離耦合波不再是反相位疊加，隔離端會有輸出。時，隔離端來自兩小孔的4 41818 為了展寬定向耦合器的任務頻帶寬度，可采用多孔耦合方式。多孔耦合可展寬頻帶的根本道理是：多個耦合小孔將會在副波導中鼓勵出多個向隔離端傳輸?shù)挠胁煌辔徊畹牟?，它們可在多個頻率上疊加抵消這里所說的抵消只能說是減弱，而普通不能夠為零，這樣隔離端的輸出功率P4雖然不為零，但可在

9、一較寬的頻率范圍內(nèi)為很小值，從而實現(xiàn)帶寬展寬。 定向耦合器的技術目的主要有：耦合度、隔離度和定向性。1P3P)dB(lg1031PPC 定義耦合度C為輸入端口的輸入功率與耦合端口的輸出功率 之比的分貝數(shù)，即4 419191P4P)dB(lg1041PPI 04P定義隔離度I為輸入端口的輸入功率與隔離端口的輸出在理想情況下，隔離端口應無信號功率輸出，即但實踐上隔離端口總有一些走漏功率輸出。因此隔離度I表示定向耦合器的完善程度。 走漏功率之比的分貝數(shù)，即，3P4P)dB(lg1043PPD 04PDminDminD定義定向性或方向系數(shù)D為定向耦合器的耦合端口的之比的分貝數(shù)，即，即。定向性也是一個表

10、示定向耦合器完D不得小于此。 與隔離端口的輸出功率理想情況時善程度的目的，實踐運用中常對定向性給出一個最小值，即輸出功率4 42020 在微波系統(tǒng)特別是傳輸系統(tǒng)中，消除或降低反射波的問題不斷是微波技術當然也包括其他各頻段的傳輸系統(tǒng)中的重要技術課題。 消除或減小反射波的根本思緒，是在傳輸線的適當位置上參與調(diào)配元件或網(wǎng)絡，以它們產(chǎn)生的新的反射波去抵消傳輸線上原有的反射波，從而實現(xiàn)匹配。其根本方法有兩種：一是阻抗變換，這種方法的本質(zhì)是運用補償原理，即呵斥一個或多個新的反射點，使這些反射點產(chǎn)生的反射波與傳輸線上原有的反射波疊加相消。另一種是阻抗調(diào)配，這種方法的原理就是在傳輸線上找到輸入阻抗電阻部分與傳

11、輸線波阻抗相等的位置，接入可調(diào)電抗性元件以抵消該點輸入阻抗的電抗，從而到達匹配。這種方法利用阻抗圓圖或?qū)Ъ{圓圖實現(xiàn)起來較為簡便。 4-4 阻抗變換與調(diào)配器4 421211/阻抗變換器 微波段，由于波導和同軸線的封鎖性，微帶線的后驗成形性，阻抗變換器和調(diào)配器必需作成構造固定的公用元件。 阻抗變換器，可由一節(jié)或多節(jié)不同波阻抗尺寸不同的波導或同軸線構造，適宜于信號功率大的場所；也可由微帶線作成，適宜于小功率場所。4 42222 為了展寬阻抗變換器的任務頻帶，運用補償原理可以在需求匹配的主傳輸線與其負載間設置多個反射面，這些參考面上的反射波經(jīng)過不同波程引入相位滯后，這些部分反射波合成時有能夠在多個頻率

12、上抵消，使主傳輸線與阻抗變換器接口參考面上的總電壓反射系數(shù)在多個頻率點上為零或較小值，從而實現(xiàn)寬帶匹配。其詳細實現(xiàn)就是多節(jié)多階梯阻抗變換器。 2/調(diào)配器*0*j)(XZdZin*0*j1)(BZdYin*jX*jB)(*dZin)(*dYin0Z 阻抗調(diào)配其關鍵就是在傳輸線上找到一個特殊的位置，在這個位置處向負載看去的輸入阻抗，或輸入導納，那么在該位置處串入電抗或并入電納或的電抗或電納抵消，那么該位置處的阻抗或?qū)Щ虿▽Ъ{，把納便與傳輸線的波阻抗相等，從而實001ZY 4 42323*d*d 圖分別為同軸線雙分支調(diào)配器的構造表示圖，及其接入系統(tǒng)的等效電路圖。 現(xiàn)了匹配。但是由于微波波段所用傳輸線

13、波導和同軸線的封閉構造，難于實現(xiàn)這種方式的匹配，一是所確定的調(diào)配位置難于調(diào)整，二是當負載變卦后便要確定新的調(diào)配位置微波傳輸線尤其是金屬波導也是不可行的。于是便構制成公用的調(diào)配元件分支調(diào)配器多用于同軸線和螺釘調(diào)配器用于波導傳輸線。把它們接入傳輸線系統(tǒng)要保證與所接入傳輸線具有一樣的口徑尺寸，即有一樣的波阻抗，它們可在一處或多處確定的位置提供可調(diào)電納，用它們引入的反射與原傳輸線因不匹配而呵斥的反射相抵消。其不同之處是分支線可調(diào)短道路即可提供容性電納又可提供感性電納，而螺釘只能提供容性電納。，這對于4 424244 42525以同軸線雙分支調(diào)配器為例，借助導納圓圖來闡明其調(diào)配原理及調(diào)配過程。 10YY

14、YLL1B2B8p4p8pl如下圖，負載導納YL與同軸傳輸線不匹配，即歸一化負載支短道路提供的并聯(lián)可調(diào)電納歸一化值分別以和分支線分支點間隔普通取和，本例中取。 導納。在負載與同軸線間接入雙分支調(diào)配器，兩個分表示。兩LY1Y1B1Y1B下面參考等效電路和導納圓圖來闡明雙分支調(diào)配器的調(diào)配過程。為調(diào)配器第一個分支線中心位置參考面T1右邊的輸應圓圖上的位置a。加上適當?shù)暮蟮扔趫D上a點沿其所在電導圓，向添加容性電納減小感性電納方向負載經(jīng)過一段傳輸線即雙分支調(diào)配器的一個端口段，轉(zhuǎn)換，這對應于導納圓挪動。值應為多少為好？我們可以向前推測。1Y 入導納，對4 426261Y1B1YT1參考面左邊的輸入導納由于

15、值未確定，值也暫時未 2Y2Y1G2Y2B1G1j222YBY8pl1Y2Y284pp2Y 1G1G21Y1Y1BG定，經(jīng)過長為l的傳輸線到達第二個分支線中心參考面T2的右邊，這在圓圖上應是沿等反射系數(shù)模的圓順時針挪動。的位置應在圓圖上的的圓上，這樣加上適當?shù)暮笤诘膱A上挪動至復平面原點才干到達匹配，即由于T1和T2兩參考面間隔，即圓圖上由到射系數(shù)模圓順時針挪動角度后，使在此我們可以作一輔助圓，即把圓以原點為軸心逆時針轉(zhuǎn)過角度，那么應在此輔助圓上。這樣我們對加上達輔助圓并相交即可以了，這相當于圓圖上由a點沿其所在挪動到與輔助圓相交的b點。由b點沿等反射系數(shù)模圓順時針轉(zhuǎn)過變換為。是沿等反圓上。因，

16、使之到圓4 4272721G1Y2Y 1G1j222YBY角度，一定是到達圓上的c點，這就是轉(zhuǎn)換為點沿是。 。由c圓向減少容性電納方向挪動至原點，實現(xiàn)匹配，這也就1B2B1G2Y 2B 假設把雙分支調(diào)配器換成雙螺釘調(diào)配器對應于波導系統(tǒng),由于螺釘只能提供容性電納即添加容性電納，由于, 都只能是添加容性電納，b必需在輔助圓的右半圖上，這樣c方可在圓的下半圓，參與才干到達原點實現(xiàn)匹配。1Y1Y1B1Y2B由以上實現(xiàn)匹配的過程可知，對的值是有限制的， 參與后即必需在輔助圓上，否那么 為何值都不能實現(xiàn)匹配。 4 42828 我們討論了傳輸線與其負載間的匹配。傳輸線與信源之間也存在匹配問題，即要求信源內(nèi)阻

17、與所接傳輸線的波阻抗相等，即Zi = Z0。否那么在傳輸線負載端產(chǎn)生的反射波，傳播到信源端也將產(chǎn)生反射，這樣在整個傳輸線上產(chǎn)生不斷的往復反射，因此傳輸線上任一位置處的電壓和電流都將是一無窮級數(shù)之和。在工程實踐中，為防止產(chǎn)生往復反射，通常在信源之后接有隔離器，用以吸收負載端產(chǎn)生的反射波。 傳輸線經(jīng)過匹配安裝阻抗變換器或阻抗調(diào)配器與負載匹配后，傳輸線上消除了反射波而呈行波形狀。但是在匹配段上依然是行駐波形狀，即在匹配點與負載之間仍存在著反射波，其對負載接納信號功率等的影響還需作進一步的分析討論。 4 42929 諧振系統(tǒng)因可實現(xiàn)信號頻率選擇，是通訊及各種電子系統(tǒng)中不可短少的組成部分。但是在微波段不

18、能夠構造由集總的L、C元件組成的諧振回路；而由傳輸線駐波形狀性質(zhì)啟發(fā)，可以構造使某種頻率的電磁場相對集中的諧振器。對于波導和同軸線構造，即可由其駐波形狀構成而演化成諧振腔。 由波導和同軸線演化而成的諧振腔，腔內(nèi)電磁場的形狀可直接求解麥克斯韋方程求得，而采用從傳輸模經(jīng)全反射疊加成諧振模的分析方法，物理概念清楚而更便于了解。4-5 諧振腔4 43030 例如，橫面尺寸為a、b，長為c的矩形截面波導，雙向短截后，原來傳輸?shù)腡E10模，經(jīng)反射疊加便成為TE101諧振模，它們的場量表達式發(fā)生了很大變化)sin()sin(2)cos()sin(2)sin()cos(2000zcxaHaEzcxaHajHz

19、cxaHjHyxzzjyzjxzjzexaHajEexaHajHexaHH)sin()sin()cos(000TE10:TE101:4 43131必需留意作為諧振系統(tǒng)的諧振腔，具有以下特點以波導構造的角柱腔、圓柱腔為例，它們的諧振波長分別為角柱腔圓柱腔22202cpbnam220221)(lpRPTMmnmnp220221)(lpRPTEmnmnp不同標數(shù)m、n、p的方式有本人的諧振波長，這與傳輸模同頻多方式的概念完全不同。4 43232 對于確定標數(shù)的諧振模，腔的尺寸決議其0，尺寸越小0越小，諧振頻率越高。 封鎖的腔與外電路要經(jīng)過腔壁上的孔實現(xiàn)耦合，其本質(zhì)也是一種方式轉(zhuǎn)換，必需求清楚二者的場

20、構造以決議耦合孔的位置。 質(zhì)量因數(shù)Q值是諧振系統(tǒng)的重要技術目的，其物理意義是系統(tǒng)存貯的電磁能與系統(tǒng)損耗功率的比值。 用于通訊系統(tǒng)的諧振腔，普通是要求單模任務；而用于工業(yè)或家電如家用微波爐系統(tǒng)時，那么往往是多方式的，由于多方式場的疊加可使腔內(nèi)微波電磁場的分布更趨于均勻。 圖所示為角柱腔中TE101模圖a，TE202模圖b及二者疊加圖c后的電場分布三維圖?？梢妰蓚€方式的場量疊加后的分布要比單一方式時更趨均勻。 4 43333 a b c4 434344-6 微波鐵氧元件簡介1/微波鐵氧元件的物理特性 鐵氧體是鐵和其他元素構成的具有鐵磁性的復合氧化物，是電信技術中廣泛運用的磁性資料。它的主要化學成分

21、是FeOFe2O3，其中二價鐵也可以是其他二價金屬，如錳Mn、鎂Mg、鎳Ni、鋅Zn等。鐵氧體呈黑褐色，其機械性能類似于陶瓷硬而脆，具有很高的電阻率達108/cm，是一種低損耗的介質(zhì)資料。因趨表效應，微波段的電磁波不能穿透金屬資料透入深度小于1m，普通金屬鐵磁性資料如鐵、鎳及其合金等不能用于微波波段。因此鐵氧體是微波段重要的磁性資料，微波電磁波可以深化其中。 4 43535 鐵氧體在恒定磁場H0及與H0方向垂直的高頻左旋或右旋圓極化磁場的作用下，鐵氧體中的電子不僅作自旋運動和軌道運動，還將環(huán)繞恒定磁場作旋轉(zhuǎn)運動，這種雙重旋轉(zhuǎn)運動稱為電子進動。由于高頻左旋和右旋圓極化磁場與電子進動的方向相反或一

22、樣，鐵氧體對這兩種圓極化磁場的導磁系數(shù)也不一樣，而且此導磁系數(shù)值還會隨恒定磁場H0的變化而變化。所謂左旋，即順H0正方向看去逆時針旋轉(zhuǎn)；假設順H0正方向看去為順時針旋轉(zhuǎn)那么為右旋。我們令鐵氧體對左旋圓極化磁場的導磁系數(shù)為，對右旋圓極化磁場的導磁系數(shù)為，如下圖為鐵氧體對兩種高頻圓極化的磁場的導磁系數(shù)和隨所加恒定磁場H0不同而變化的規(guī)律。 4 436362/典型微波鐵氧元件場移式隔離器 場移式隔離器是一種微波鐵氧體非互易元件，它具有對正向傳輸波幾乎無衰減，而對反向傳輸波衰減很大的傳輸特性，因此它在微波系統(tǒng)中的運用很廣泛。隔離器俗稱為單向器，在微波系統(tǒng)中經(jīng)常把隔離器接在信源輸出端，由于它對來自傲載的

23、反射波具有很大的衰減，從而可以起到很好的去耦作用，使信號源的輸出功率堅持穩(wěn)定，同時也最大限制地抑制了因信源內(nèi)阻與傳輸線匹配不好而引起的信源端的反射。 4 43737xHzH2xHzHz0HyE如今我們回想矩形截面波導中TE10模的場構造。TE10模的磁和是空間正交的，它們在波導腔內(nèi)空間同一位置處。假設選擇適當位置如圖中P，可使 和那么在P點處對于向z方向傳輸?shù)牟ㄊ怯倚龍A極化磁場，向向傳輸?shù)牟ㄊ亲笮龍A極化磁場。假設把適當厚度的鐵氧體片置于為較低值以使圓極化磁場將產(chǎn)生拒斥作用由于為負值，使TE10模的場結構發(fā)生與前面所述情況相反的橫向位移。 假設在鐵氧體片的外表貼有電阻片，那么向-z方向傳輸?shù)谋晃?/p>

24、引到鐵氧體的TE10模的電場阻片吸收而使衰減很大；而對向z方向傳輸?shù)谋昏F氧體拒斥的TE10場分量相位差幅值相等，方P位置處，并使為負值，那么鐵氧體對右旋構發(fā)生橫向x方向位移。對于左旋，對磁場產(chǎn)生吸引作用，使反向傳輸?shù)腡E10模的場結，與鐵氧體外表平行，被電數(shù)構發(fā)生橫向x方向位移。對于左旋圓極化磁場，鐵氧體導磁系4 43838模，因鐵氧體外表電阻片處的電場分量很小而衰減很小。可見，利用鐵氧體產(chǎn)生的這種非互易性場移效應，就可以實現(xiàn)正向傳輸波順利經(jīng)過而反向傳輸波被吸收的隔離作用。 4 439394-7 微波網(wǎng)絡實際概述1/網(wǎng)絡實際及方法用于微波電路系統(tǒng)的分析與綜合 微波元件林林總總，它們是微波電路系

25、統(tǒng)的重要組成部分。微波元件根本上是由微波傳輸線同軸線、微帶線和金屬波導等的外形和尺寸的不均勻突變而構成的。作為電路元件，微波元件要具有各自的功能，而同時也要注重微波元件的外部特征，如衰減、相移、反射等。微波元件的外特性從本質(zhì)上說應決議于其內(nèi)部電磁場的形狀，但是微波元件因其復雜和不規(guī)那么的邊境，使得嚴厲地求其內(nèi)部場解非常困難，甚至在目前是不能夠的。前面對各種典型微波元件的討論，我們多是從定性方面闡明了它們具有相應功能的原理，這與嚴厲定量地確定它們的外部特性相距甚遠。4 44040 這些情況自然使我們聯(lián)想到低頻網(wǎng)絡實際，網(wǎng)絡的外部特性可由網(wǎng)絡參量來表示，網(wǎng)絡的銜接與組合變成為網(wǎng)絡參量的運算，根本元

26、件的網(wǎng)絡參量可由規(guī)定條件下的實驗測定。因此我們有理由把微波元件用類似于低頻網(wǎng)絡的參量和等效電路來表示，從而確定其外部特性。 網(wǎng)絡實際是電路分析與綜合的行之有效的方法，它是以實驗測定為根底的，這種方法的邏輯過程是這樣的由規(guī)定條件測定根本元件的網(wǎng)絡參量 網(wǎng)絡參量可相互轉(zhuǎn)換以順應不同銜接組合方式根據(jù)詳細網(wǎng)絡組合方式選擇適宜參量，網(wǎng)絡化簡變成網(wǎng)絡參量運算由網(wǎng)絡參量求出外特性參量4 441412/構成微波網(wǎng)絡必需思索的一些問題微波網(wǎng)絡參量只能是對應于特定的方式，這樣，微波網(wǎng)絡及其參量只適用一個頻率段。網(wǎng)絡實際運用于微波元件的分析研討，要留意以下各點： 微波網(wǎng)絡端口的表征量，是對于確定方式的方式電壓、電流

27、。方式電壓正比于確定端口參考面上的橫向電場，方式電流那么正比于確定端口參考面上的橫向磁場。 如下圖的從無耗傳輸線中截取的一段長為l的傳輸線段，其輸入電壓、電流與輸出端電壓、電流關系，借助轉(zhuǎn)移參量亦稱為常數(shù)參量可寫成如下矩陣方式 220011cossin1jsinjcosIUllZlZlIU4 44242即一段l長無損耗傳輸線的轉(zhuǎn)移參量為llZlZlAAAAcossin1jsinjcos0022211211由于微波段的位置效應，微波元件外延傳輸線是微波元件等效網(wǎng)絡的組成部分，因此對于微波元件端口必需規(guī)定參考面位置，參考面位置直接影響其等效網(wǎng)絡參量。4 44343元件端口外延傳輸線具有各自波阻抗，

28、波阻抗的影響，由網(wǎng)絡參考面表征量及網(wǎng)絡參量對波阻抗的歸一化來反映。T1和T2參考面上的歸一化電壓和歸一化電流分別為 0222022201110111ZIIZUUZIIZUU4 44444 例例4-1 兩個具有不同波阻抗兩個具有不同波阻抗Z01 和和Z02 的傳輸線的銜接界面稱阻抗階的傳輸線的銜接界面稱阻抗階躍面，求該界面的歸一化轉(zhuǎn)移參量。躍面，求該界面的歸一化轉(zhuǎn)移參量。 21UU21II解：阻抗階躍面處非歸一化電壓相等，非歸一化電流也相等，即， 按此規(guī)定，我們可以寫出網(wǎng)絡的歸一化轉(zhuǎn)移參量矩陣方程，并導出歸一化轉(zhuǎn)移參量與未歸一化轉(zhuǎn)移參量的關系 222221121111IUAAAAIU2202012202012121020112121110211AZZAZZAAZZAAAZZAo4 44545100122211211AAAA0201010222211211/00/ZZZZAAAA阻抗階躍面的歸一化轉(zhuǎn)移參量為 例4-2 求一段長為l，相移常數(shù)為，波阻抗為Z0的無耗傳輸線段的歸一化轉(zhuǎn)移參量。 解：思索到傳輸線段的兩端外延線的波阻抗與線段解：思索到傳輸線段的兩端外延線的波阻抗與線段l一樣，即一樣，即Z01Z02Z0,那么那么lljljlAAAAcossi