現(xiàn)代調(diào)制解調(diào)技術(shù)及其傳輸特性的仿真實(shí)驗(yàn)

1、 內(nèi)容要求1目錄目錄按章、節(jié)、條三級(jí)標(biāo)題編寫，要求標(biāo)題層次清晰。目錄中的標(biāo)題要與正文中標(biāo)題一致。2正文21 項(xiàng)目概述 通過工程訓(xùn)練，理解調(diào)制解調(diào)是通信系統(tǒng)中實(shí)現(xiàn)通信信號(hào)傳輸與接收的核心技術(shù)之一，掌握現(xiàn)代通信系統(tǒng)中常用的QPSK、M-QAM、OFDM等現(xiàn)代調(diào)制解調(diào)技術(shù)的原理、實(shí)現(xiàn)過程、性能分析方法等。內(nèi)容： （1）調(diào)制解調(diào)原理的仿真。在Matalab中建立基于QPSK、M-QAM及OFDM調(diào)制解調(diào)技術(shù)的通信系統(tǒng)仿真模型，并通過該模型觀察不同信道條件下發(fā)射端和接收端的星座圖、誤碼性能。 （2）無線調(diào)制解調(diào)系統(tǒng)仿真實(shí)驗(yàn)。將已調(diào)制信號(hào)進(jìn)行脈沖成形后加載到無線通信信道（可在matlab中采用理論上的AW

2、GN、瑞利、萊斯、Nakagami-M等信道模型進(jìn)行模擬），在接收端進(jìn)行解調(diào)處理，對(duì)信號(hào)頻譜、功率譜，星座圖和誤碼性能等進(jìn)行對(duì)比、分析。 （3）光纖調(diào)制解調(diào)系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)。將已調(diào)制信號(hào)進(jìn)行脈沖成形后加載到實(shí)際的光纖通信信道，在接收端進(jìn)行解調(diào)處理，并對(duì)信號(hào)頻譜、功率譜，星座圖和誤碼性能等進(jìn)行分析。22 報(bào)告主體 221 背景 222 項(xiàng)目組成一、在Matalab中建立基于QPSK、M-QAM及OFDM調(diào)制解調(diào)技術(shù)的通信系統(tǒng)仿真模型，并通過該模型觀察不同信道條件下發(fā)射端和接收端的星座圖、誤碼性能。（一）、QPSK第 33 頁 湖南大學(xué)工程訓(xùn)練 1 QPSK原理 四相相移調(diào)制是利用載波的四種不同相位差來表

3、征輸入的數(shù)字信息，是四進(jìn)制移相鍵控。QPSK是在M=4時(shí)的調(diào)相技術(shù)，它規(guī)定了四種載波相位，分別為45°，135°，225°，315°，調(diào)制器輸入的數(shù)據(jù)是二進(jìn)制數(shù)字序列，為了能和四進(jìn)制的載波相位配合起來，則需要把二進(jìn)制數(shù)據(jù)變換為四進(jìn)制數(shù)據(jù)，這就是說需要把二進(jìn)制數(shù)字序列中每兩個(gè)比特分成一組，共有四種組合，即00，01，10，11，其中每一組稱為雙比特碼元。每一個(gè)雙比特碼元是由兩位二進(jìn)制信息比特組成，它們分別代表四進(jìn)制四個(gè)符號(hào)中的一個(gè)符號(hào)。QPSK中每次調(diào)制可傳輸2個(gè)信息比特，這些信息比特是通過載波的四種相位來傳遞的。解調(diào)器根據(jù)星座圖及接收到的載波信號(hào)的相位來

4、判斷發(fā)送端發(fā)送的信息比特。 圖2-1 QPSK相位圖以/4 QPSK信號(hào)來分析 當(dāng)輸入的數(shù)字信息為“10”碼元時(shí)，輸出已調(diào)載波 (2-1) 當(dāng)輸入的數(shù)字信息為“00”碼元時(shí)，輸出已調(diào)載波 (2-2)當(dāng)輸入的數(shù)字信息為“01”碼元時(shí)，輸出已調(diào)載波 (2-3)當(dāng)輸入的數(shù)字信息為“11”碼元時(shí)，輸出已調(diào)載波 (2-4) QPSK調(diào)制框圖 QPSK調(diào)制規(guī)則接收機(jī)收到某一碼元的QPSK信號(hào)可表示為：yi(t)=a cos(2fct+n) 其中 (2-5) QPSK解調(diào)原理分析由QPSK的解調(diào)框圖得到： (2-6)(2-7)(2-8)(2-9)符號(hào)相位的極性的極性判決器輸出AB+11-+01-00+-10

5、 QPSK信號(hào)解調(diào)器的判決準(zhǔn)則QPSK通過改變已調(diào)信號(hào)的相位信息進(jìn)行對(duì)數(shù)字信號(hào)的調(diào)制。設(shè)置不同的初相位來區(qū)別不同的數(shù)字碼符，而其解調(diào)過程需通過相位信息進(jìn)行。首先產(chǎn)生一系列隨機(jī)的01碼序列，之后每兩個(gè)碼字分為一組進(jìn)行判別、映射畫出星座圖，使序列通過高斯聲在進(jìn)行解調(diào)制，畫出星座圖，從中觀察信噪比對(duì)于碼元傳輸?shù)挠绊?。以下是QPSK采用理論上的AWGN信道模型進(jìn)行的仿真（2） 、M-QAM1 QAM簡介正交振幅調(diào)制（QAM）是一種矢量調(diào)制，它是將輸入比特先映射（一般采用格雷碼）到一個(gè)復(fù)平面（星座）上，形成復(fù)數(shù)調(diào)制符號(hào)。正交調(diào)幅信號(hào)有兩個(gè)相同頻率的載波，但是相位相差90度（四分之一周期，來自積分術(shù)語）。

6、一個(gè)信號(hào)叫I信號(hào)，另一個(gè)信號(hào)叫Q信號(hào)。從數(shù)學(xué)角度將一個(gè)信號(hào)可以表示成正弦，另一個(gè)表示成余弦。兩種被調(diào)制的載波在發(fā)射時(shí)已被混和。到達(dá)目的地后，載波被分離，數(shù)據(jù)被分別提取然后和原始調(diào)制信息相混和。 這樣與之作幅度調(diào)制（AM）相比，其頻譜利用率高出一倍。QAM是用兩路獨(dú)立的基帶信號(hào)對(duì)兩個(gè)相互正交的同頻載波進(jìn)行抑制載波雙邊帶調(diào)幅，利用這種已調(diào)信號(hào)的頻譜在同一帶寬內(nèi)的正交性，實(shí)現(xiàn)兩路并行的數(shù)字信息的傳輸。該調(diào)制方式通常有二進(jìn)制QAM（4QAM）、四進(jìn)制QAM（l6QAM）、八進(jìn)制QAM（64QAM）、，對(duì)應(yīng)的空間信號(hào)矢量端點(diǎn)分布圖稱為星座圖，分別有4、16、64、個(gè)矢量端點(diǎn)。目前QAM最高已達(dá)到1024

7、QAM。樣點(diǎn)數(shù)目越多，其傳輸效率越高。但并不是樣點(diǎn)數(shù)目越多越好，隨著樣點(diǎn)數(shù)目的增加，QAM系統(tǒng)的誤碼率會(huì)逐漸增大，所以在對(duì)可靠性要求較高的環(huán)境，不能使用較多樣點(diǎn)數(shù)目的QAM。對(duì)于4QAM，當(dāng)兩路信號(hào)幅度相等時(shí)，其產(chǎn)生、解調(diào)、性能及相位矢量均與4PSK相同。 a 4QAM星座圖 b 16QAM星座圖QAM采用格雷編碼，采用格雷碼的好處在于相鄰相位所代表的兩個(gè)比特只有一位不同，由于因相位誤差造成錯(cuò)判至相鄰相位上的概率最大，故這樣編碼使之僅造成一個(gè)比特誤碼的概率最大。下圖以16QAM為例，顯示了編碼： 16QAM編碼2、 16QAM調(diào)制解調(diào)原理16QAM是兩路4ASK信號(hào)的疊加，其演變方式可以有以下

8、兩種：（1）正交調(diào)幅法，由兩路獨(dú)立的正交4ASK信號(hào)疊加而成； 圖3-3 正交調(diào)幅（2）復(fù)合相移法，由兩路獨(dú)立的QPSK信號(hào)疊加而成。圖中虛線大圓上的4個(gè)大黑點(diǎn)表示第一個(gè)QPSK信號(hào)矢量的位置，在這4個(gè)位置上可以疊加上第二個(gè)QPSK矢量，后者的位置用虛線小圓上的4個(gè)小黑點(diǎn)表示。復(fù)合相移法在QAM體制中，信號(hào)的振幅和相位作為兩個(gè)獨(dú)立的參量同時(shí)受到調(diào)制。這種信號(hào)的一個(gè)碼元可以表示為Sk(t)=Akcos(0t+k) kT<t(k+1)T 式3-1式中，k取整數(shù)；Ak和qk分別可以取多個(gè)離散值。上式可以展開為Sk(t)=Akcoskcos0tAksinksin0t 式3-2 令Xk=Akcos

9、k Yk=-Aksink則信號(hào)表示式變?yōu)镾k(t)= Xkcos0t+Yk sin0t 式3-3Xk和Yk也是可以取多個(gè)離散值的變量。從上式看出，k(t)可以看作是兩個(gè)正交的振幅鍵控信號(hào)之和。本課題采用了正交調(diào)幅法。在發(fā)送端調(diào)制器中串/并變換使得信息速率為Rb的輸入二進(jìn)制信號(hào)分成兩個(gè)速率為Rb/2的二進(jìn)制信號(hào)，2/4電平轉(zhuǎn)換將每個(gè)速率為Rb/2的二進(jìn)制信號(hào)變?yōu)樗俾蕿镽b/8的電平信號(hào)，然后分別與兩個(gè)正交載波相乘，再相加后即得16QAM信號(hào)。 正交調(diào)制原理框圖解調(diào)是調(diào)制的逆過程，在接收端解調(diào)器中可以采用正交的相干解調(diào)方法。接受到的信號(hào)分兩路進(jìn)入兩個(gè)正交的載波的相干解調(diào)器，再分別進(jìn)入判決器形成L進(jìn)

10、制信號(hào)并輸出二進(jìn)制信號(hào)，最后經(jīng)并/串變換后得到基帶信號(hào)。下圖為16QAM解調(diào)框圖：相干解調(diào)原理框圖3、 MQAM調(diào)制介紹及本仿真程序的幾點(diǎn)說明MQAM可以用正交調(diào)制的方法產(chǎn)生，本仿真中取M=16或64，即幅度和相位相結(jié)合的 2. QAM 仿真與分析 一個(gè)正交幅度調(diào)制的信號(hào)采用兩個(gè)正交載波，每一個(gè)載波被一個(gè)獨(dú)立的 信息比特序列所調(diào)制。而其幅度可以看作是一系列電平集合，這些電平通過 將比特序列映射為信號(hào)振幅獲得，而我所做的仿真中采用了 3 個(gè)電平，并且 映射的時(shí)候沒有采用函數(shù)庫里自帶的 modulate 和 demodulate 函數(shù)進(jìn)行調(diào)制 與解調(diào)。 首先將產(chǎn)生的一系列 01 比特流進(jìn)行進(jìn)制的劃

11、分， 其劃分根據(jù)log2M其 中 M 是調(diào)制的數(shù)，如 16、64、128 等等。這里再將分好組的比特?cái)?shù)據(jù)進(jìn)行坐 標(biāo)映射，畫出星座圖。在解調(diào)的過程中采用區(qū)域判別的方法，首先進(jìn)行判決 門限的劃定，之后進(jìn)行比較畫出星座圖。這種方法只做了 16QAM，64QAM與此相同就不做陳述，對(duì) 64QAM 采用內(nèi)部函數(shù)的調(diào)用方式。下面對(duì)16和64QAM的采用理論上的AWGN信道模型進(jìn)行的調(diào)制與解調(diào)和信噪比對(duì)誤碼率的影響進(jìn)行分析。加噪聲的16QAM16QAM誤碼率加噪聲的64QAM（3） 、OFDM正交頻分復(fù)用（OFDM）技術(shù)與頻分復(fù)用（FDM）技術(shù)非常相似。OFDM技術(shù)是將高速的數(shù)據(jù)流通過串/并變換，分配到速率

12、相對(duì)較低的若干個(gè)子信道中進(jìn)行傳輸，不同的是，OFDM的頻譜利用率更高。與FDM的主要區(qū)別有以下幾方面：1）在平常的廣播中，每一個(gè)基站在不同的頻率上發(fā)送信號(hào)，有效地運(yùn)用FDM來保證每個(gè)站點(diǎn)的分割隔，廣播中每個(gè)站點(diǎn)都沒同位和同步。但在OFDM信號(hào)內(nèi)所有的子載波都在時(shí)間和頻率上同步，使得子載波間的干擾被嚴(yán)格控制。這些復(fù)用的子載波載在頻域中交錯(cuò)重疊，又因?yàn)檎{(diào)制的正交性且采用循環(huán)前綴作為保護(hù)間隔，所以不會(huì)發(fā)生載波間干擾（ICI）。頻率傳統(tǒng)的頻分復(fù)用（FDM）多載波調(diào)制節(jié)省帶寬資源頻率正交頻分復(fù)用（OFDM）多載波調(diào)制2）對(duì)于FDM系統(tǒng)而言，傳輸?shù)男盘?hào)必須在兩個(gè)信道之間存在頻率間隔來防止干擾，因此，降低了

13、勸不動(dòng)頻譜利用率。而OFDM的子載波正交復(fù)用技術(shù)大大提高了頻譜利用率，如圖2-1所示。圖2-1 FDM與OFDM頻率利用率的比較OFDM是一種多載波傳輸技術(shù)，可以被看作一種調(diào)制技術(shù)，也可以被看作一種復(fù)用技術(shù)。多載波傳輸是把數(shù)據(jù)流分解成若干子比特流，這樣每個(gè)子數(shù)據(jù)流將有低得多的比特速率，用這樣的低比特速率形成的低速率多狀態(tài)符號(hào)再去調(diào)制相應(yīng)的子載波，構(gòu)成了多個(gè)低速率符號(hào)并行發(fā)送的傳輸系統(tǒng)。3.1OFDM的基本原理一個(gè)完整的OFDM系統(tǒng)原理如下圖2.1-1所示。OFDM的主要思想是將串行數(shù)據(jù)并行地調(diào)制在多個(gè)正交的子載波上，由此可以降低每個(gè)子載波的碼元速率，增大碼元的符號(hào)周期，提高系統(tǒng)的抗衰落和抗干擾

14、能力，而且由于每個(gè)子載波的正交性，大大提高了頻譜的利用率，因此非常適合移動(dòng)場合中的高速傳輸。定時(shí)和頻率同步符號(hào)定時(shí)頻偏校正輸入數(shù)據(jù)信道編碼交織信號(hào)映射插入導(dǎo)頻串/并交換IFFT并/串變換插保護(hù)間隔載波調(diào)制信道載波解調(diào)去保護(hù)間隔串/并變換FFT并/串變換信道估計(jì)信道逆映射解交織信道解碼輸出數(shù)據(jù)圖2.1-1 OFDM系統(tǒng)在發(fā)送端，輸入的高速率數(shù)據(jù)流經(jīng)過信道編碼和交織后，再通過調(diào)制映射產(chǎn)生調(diào)制信號(hào)，插入導(dǎo)頻信號(hào)后，經(jīng)過串/并變換變成N個(gè)并行的低速率數(shù)據(jù)流，這樣每N個(gè)并行數(shù)據(jù)構(gòu)成一個(gè)OFDM符號(hào)。 經(jīng)快速反傅里葉變換(IFFT)對(duì)每個(gè)OFDM符號(hào)的N個(gè)數(shù)據(jù)進(jìn)行調(diào)制，變成時(shí)域信號(hào)為： n=0,1, ,N

15、-1 （2-1）式中：m為頻域上的離散點(diǎn)；n為時(shí)域上的離散點(diǎn)；N為載波數(shù)目。為了在接收端能夠有效的抑制碼間干擾(Inter Symbol Interference，ISI)，通常要在每一時(shí)域OFDM符號(hào)前加上保護(hù)間隔(Guard Interval，GI)。加保護(hù)間隔后的信號(hào)可表示為式(2)，最后信號(hào)經(jīng)并串變換及DA轉(zhuǎn)換，由發(fā)送天線發(fā)送出去。 （2-2）接收端將接收的信號(hào)進(jìn)行處理，完成定時(shí)同步和載波同步。經(jīng)AD轉(zhuǎn)換，串/并轉(zhuǎn)換后的信號(hào)可表示為： yGI(n)=xGI(n)*h(n)+z(n)+w(n) (2-3)然后，在去除CP后進(jìn)行FFT解調(diào)，同時(shí)進(jìn)行信道估計(jì)(依據(jù)插入的導(dǎo)頻信號(hào))，后面接著將

16、信道估計(jì)值和FFT解調(diào)值一起送入檢測器進(jìn)行相干檢測，檢測每個(gè)子載波上的信息符號(hào)。最后經(jīng)過反映射和信道譯碼恢復(fù)出原始比特流。除去循環(huán)前綴(CP)經(jīng)FFT變換后的信號(hào)可表示為： m=0,1, N-1 m=0,1, N-1 （2-4）式中：H(m)為信道h(n)的傅里葉轉(zhuǎn)換；Z(m)為符號(hào)間干擾和載波間干擾z(n)的傅里葉變換；W(m)是加性高斯白噪聲w(n)的傅里葉變換。3.2OFDM系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)模型利用離散反傅里葉變換(IDFT)或快速反傅里葉變換(IFFT)實(shí)現(xiàn)的OFDM系統(tǒng)，如圖2.2-1所示。 r(t) n(t)S(t)并/串交換DFT或FFT并/串交換反OFDMOFDM串/并交換IDFT或I

17、FFT插入保護(hù)間隔數(shù)/模交換多徑傳播模/數(shù)交換去除保護(hù)間隔串/并交換圖 2.2-1 OFDM系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)框圖從上圖OFDM系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)模型可以看出，輸入經(jīng)過調(diào)制的復(fù)信號(hào)經(jīng)過串并變換后，進(jìn)行IDFT或IFFT，將數(shù)據(jù)的頻譜表達(dá)式變到時(shí)域上，再經(jīng)過并串變換，然后插入保護(hù)間隔，防止碼間干擾，再經(jīng)過數(shù)模變換后形成OFDM調(diào)制后的信號(hào)s(t)。該信號(hào)經(jīng)過信道后，接收到的信號(hào)r(t)經(jīng)過模數(shù)變換，然后去掉保護(hù)間隔，以恢復(fù)子載波之間的正交性，再經(jīng)過串并變換和DFT或FFT使數(shù)據(jù)的時(shí)域表達(dá)式變到頻域上后，恢復(fù)出OFDM的調(diào)制信號(hào)，再經(jīng)過并串變換后還原出輸入符號(hào)。3.3保護(hù)間隔和循環(huán)前綴作用3.3.1保護(hù)間隔(GI)

18、無線多徑信道會(huì)使通過它的信號(hào)出現(xiàn)多徑時(shí)延，此種多徑時(shí)延如果擴(kuò)展到下一個(gè)符號(hào)，就會(huì)造成符號(hào)問串?dāng)_，嚴(yán)重影響數(shù)字信號(hào)的傳輸質(zhì)量。而采用OFDM技術(shù)的主要原因之一是它可以有效地防止多徑時(shí)延擴(kuò)展。通過把輸入的數(shù)據(jù)經(jīng)過串并變換后分配到N個(gè)并行的子信道上，使每個(gè)用于去調(diào)制子載波的數(shù)據(jù)符號(hào)周期可以擴(kuò)大為原輸入數(shù)據(jù)符號(hào)周期的N倍，因此時(shí)延擴(kuò)展與符號(hào)周期的比值也同樣可降低為1N。在OFDM系統(tǒng)中，為了能夠最大限度地消除符號(hào)間干擾，可在每個(gè)OFDM符號(hào)之間插入保護(hù)間隔，而且該保護(hù)間隔的長度Tg一般要大于無線信道的最大時(shí)延擴(kuò)展，這樣一個(gè)符號(hào)的多徑分量就不會(huì)對(duì)下一個(gè)符號(hào)造成干擾。當(dāng)多徑時(shí)延小于保護(hù)間隔時(shí)，可以保證在F

19、FT的運(yùn)算時(shí)間長度內(nèi)，不會(huì)使信號(hào)相位跳變。所以，OFDM接收機(jī)所看到的只是存在某些相位偏移、多個(gè)單純連續(xù)正弦波形的信號(hào)疊加，而這種疊加不會(huì)破壞子載波之間的正交性。如果多徑時(shí)延超過了保護(hù)間隔，則在FFT運(yùn)算時(shí)間長度內(nèi)可能會(huì)出現(xiàn)信號(hào)相位的跳變，因此在第一路徑信號(hào)與第二路徑信號(hào)的疊加信號(hào)內(nèi)就不再只包括單純連續(xù)正弦波形信號(hào)，從而導(dǎo)致子載波之間的正交性可能遭到損壞，因此就會(huì)產(chǎn)生信道間干擾(ICI)，使得各載波之間產(chǎn)生干擾。3.3.2循環(huán)前綴(CP)為了消除多徑傳播造成的信道之間的干擾ICI，一種有效方法是將原來寬度為T的OFDM符號(hào)進(jìn)行周期性擴(kuò)展，用擴(kuò)展信號(hào)來填充保護(hù)間隔。將保護(hù)間隔內(nèi)(持續(xù)時(shí)間用Tg表

20、示)的信號(hào)稱為循環(huán)前綴(Cyclic Prefix，CP)。在實(shí)際系統(tǒng)中，當(dāng)OFDM符號(hào)送入信道之前，首先要加入循環(huán)前綴，然后送入信道進(jìn)行傳送。在接收端，先要將接收的符號(hào)開始的寬度為Tg的部分丟棄，然后將剩余的寬度為T的部分進(jìn)行傅里葉變換，進(jìn)行解調(diào)。在OFDM符號(hào)內(nèi)加入循環(huán)前綴可以保證在一個(gè)FFT周期內(nèi)，使OFDM符號(hào)的時(shí)延副本內(nèi)所包含的波形周期個(gè)數(shù)也是整數(shù)，這樣，時(shí)延小于保護(hù)間隔Tg的時(shí)延信號(hào)就不會(huì)在解調(diào)過程中產(chǎn)生信道間干擾ICI。3.4功能說明3.4.1OFDM基本參數(shù)的選擇OFDM參數(shù)的選擇就是需要在多項(xiàng)矛盾要求中進(jìn)行最優(yōu)地考慮。一般來說，首先要確定三個(gè)參數(shù)：帶寬、比特率以及保護(hù)間隔。通

21、常，保護(hù)間隔的時(shí)間長度應(yīng)該為應(yīng)用移動(dòng)環(huán)境信道下時(shí)延均方值的24倍。一旦確定了保護(hù)間隔，則OFDM符號(hào)周期長度就可以確定。為了能夠最大程度地減少由于插入保護(hù)間隔所帶來的信噪比損失，則需要OFDM符號(hào)周期長度要遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于保護(hù)間隔長度。但是符號(hào)周期長度又不能任意大，否則在OFDM系統(tǒng)中將包含有更多的子載波數(shù)，從而導(dǎo)致子載波間隔相對(duì)減少，致使系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜程度增加，并且還加大了系統(tǒng)的峰值平均功率比，同時(shí)使系統(tǒng)對(duì)頻率偏差更加敏感。所以，在實(shí)際應(yīng)用中，通常選擇符號(hào)周期是保護(hù)間隔長度的5倍，這樣插入保護(hù)比特所造成的信噪比損耗只有1 dB左右。在確定符號(hào)周期和保護(hù)間隔之后，子載波的數(shù)量可以直接用-3 dB帶寬除

22、以子載波間隔(即去掉保護(hù)間隔后的符號(hào)周期的倒數(shù))得到或者利用所要求的比特速率除以每個(gè)子信道的比特速率來確定子載波的數(shù)量。每個(gè)信道中所傳輸?shù)谋忍厮俾士梢杂烧{(diào)制類型、編碼速率和符號(hào)速率來確定。3.4.2有用符號(hào)持續(xù)時(shí)間有用符號(hào)持續(xù)時(shí)間T對(duì)子載波之間間隔和譯碼的等待周期都有影響，為了保持?jǐn)?shù)據(jù)的吞吐量，子載波數(shù)目和FFT的長度要有相對(duì)較大的數(shù)量，這樣就會(huì)使有用符號(hào)持續(xù)時(shí)間增大。在實(shí)際應(yīng)用中，載波的偏移和相位的穩(wěn)定性會(huì)影響兩個(gè)載波之間間隔的大小，如果接收機(jī)為移動(dòng)著的，則載波間隔必須足夠大，這樣才能忽略多普勒頻移?？傊?，選擇有用符號(hào)的持續(xù)時(shí)間，必須以保證信道的穩(wěn)定為前提。3.4.3子載波數(shù)子載波數(shù)目越多，

23、有用信號(hào)越平坦，帶外衰減也就越快，圖形越接近矩形，越符合通信要求，但子載波數(shù)目又不能過多，如果圖形越接近矩形則對(duì)接收端的濾波器要求越高(只有理想濾波器才能過濾，否則就造成交調(diào)干擾)。因此在子載波數(shù)目的選擇上要綜合考慮傳遞信息的有效性和可行性。子載波數(shù)可以由信道帶寬、數(shù)據(jù)吞吐量和有用符號(hào)持續(xù)時(shí)間T所決定：N=1/T子載波數(shù)可以被設(shè)置為有用符號(hào)持續(xù)時(shí)間的倒數(shù)，其數(shù)值與FFT處理過的數(shù)據(jù)點(diǎn)相對(duì)應(yīng)。3.4.4調(diào)制模式可以通過改變發(fā)射的射頻信號(hào)幅度、相位和頻率來調(diào)制信號(hào)。但是，對(duì)于OFDM系統(tǒng)來說，只能采用調(diào)制幅度和相位兩種調(diào)制方法，而不能采用頻率調(diào)制的方法，這是因?yàn)樽虞d波是頻率正交的，而且攜帶獨(dú)立的信

24、息，如果調(diào)制子載波頻率會(huì)破壞這些子載波的正交特性，這就是為什么頻率調(diào)制不能在OFDM系統(tǒng)中采用的原因。短波通信中可以采用MPSK和MQAM的調(diào)制方式。正交幅度調(diào)制就是要改變載波的幅度和相位，他是ASK和PAK的結(jié)合。矩形QAM信號(hào)星座具有容易產(chǎn)生的獨(dú)特優(yōu)點(diǎn)。此外，它們也相對(duì)容易解調(diào)。矩形QAM包括4QAM，16QAM以及64QAM等，使每個(gè)星座點(diǎn)分別所對(duì)應(yīng)的比特?cái)?shù)量為2，4，6。采用這種調(diào)制方法的步長必須為2，如果利用MPSK調(diào)制則可傳輸任意比特?cái)?shù)量，例如1，2，3，分別對(duì)應(yīng)2PSK，4PSK以及8PSK，而且MPSK調(diào)制的另一個(gè)有點(diǎn)就是該調(diào)制方案是等能量調(diào)制，不會(huì)由于星座點(diǎn)的能量不等而為OF

25、DM系統(tǒng)帶來PAPR較大的問題。3.5 仿真在仿真中，我根據(jù)如下3.2.11程序圖，設(shè)計(jì)了在輸入不同信道比環(huán)境下， OFDM系統(tǒng)的誤碼特性。下面結(jié)合主要程序加以注釋并說明系統(tǒng)如何實(shí)現(xiàn)：初始化：子載波數(shù)為256，出入不同信噪比進(jìn)行誤碼率統(tǒng)計(jì)16-QAM解調(diào)FFT去掉循環(huán)前綴加入高斯白噪聲加入循環(huán)前綴IFFT16-QAM調(diào)制產(chǎn)生隨機(jī)數(shù)開始結(jié)束 程序流程圖本程序主要使用了rand（）函數(shù)產(chǎn)生隨機(jī)數(shù)據(jù)，并且調(diào)用函數(shù)QAM16_mod(),使產(chǎn)生的數(shù)據(jù)逐一的映射到坐標(biāo)系中，形成16QAM星座圖。而后調(diào)用QAM_16demod()函數(shù)，將解調(diào)后的數(shù)據(jù)重新映射到16QAM星座圖上。其中QAM16_mod()

26、函數(shù)主要程序如下：function complex=QAM16_mod(number)%16QAM星座圖映射-把輸入的數(shù)映射成對(duì)應(yīng)的坐標(biāo)（復(fù)數(shù)）A=-3-3*i,-3-i,-1-3*i,-1-i,-3+3*i,-3+i,-1+3*i,-1+i,3-3*i,3-i,1-3*i,1-i,3+3*i,3+i,1+3*i,1+i;complex=A(number+1);%complex為對(duì)輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行星座點(diǎn)映射后的坐標(biāo)（復(fù)數(shù)）其中QAM_16demod()函數(shù)主要程序如下：function number,complex=QAM16_demod(c)%16QAM星座圖重映射-在星座圖上對(duì)散亂的點(diǎn)找最近的

27、點(diǎn)作為它的星座點(diǎn)%complex為離星座點(diǎn)最近的那點(diǎn)的坐標(biāo)，即是解調(diào)后的坐標(biāo)%number為解調(diào)后的OFDM數(shù)據(jù)A=-3-3*i,-3-i,-1-3*i,-1-i,-3+3*i,-3+i,-1+3*i,-1+i,3-3*i,3-i,1-3*i,1-i,3+3*i,3+i,1+3*i,1+i;for k=1:16B(k)=sqrt(real(c)-real(A(k)2+(imag(c)-imag(A(k)2);endnumber=find(B=min(B)-1;complex=A(find(B=min(B);3.3仿真及結(jié)果本次仿真采用的子載波數(shù)為256，根據(jù)輸入不同的信噪比來比較系統(tǒng)的誤碼率和

28、性能。3.3.1仿真一輸入25分貝的信噪比，仿真出的圖形如下：圖3.3-1是輸入隨機(jī)數(shù)據(jù)的星座圖，從此圖中可以看出，輸入的隨機(jī)數(shù)據(jù)已經(jīng)過了16QAM調(diào)制，調(diào)制后的數(shù)據(jù)的星座點(diǎn)如下圖所示。紅色的叉為星座點(diǎn)。圖3.3-1 16QAM星座圖圖3.3-2是輸入加入噪聲前和加入噪聲后的信號(hào)波形的比較。左右分別是信號(hào)的實(shí)部和虛部，上下分別為加入噪聲前和加入噪聲后的噪聲。從圖中我們能夠看出，信號(hào)經(jīng)過高斯白噪聲的信道，可以很清楚的看到信號(hào)的數(shù)值部分發(fā)生了變化，即產(chǎn)生了我們通常所說的失真。圖3.3-2 加入噪聲前后信號(hào)對(duì)比圖3.3-3是加入噪聲前和加入噪聲后的信號(hào)幅值和相位的比較，左側(cè)的是幅值部分，右側(cè)的是相位

29、部分。上面兩個(gè)圖是加入高斯白噪聲之前的信號(hào)，下面兩個(gè)圖是加入高斯白噪聲之后的信號(hào)。通過這個(gè)圖，我們能夠看出，信號(hào)經(jīng)過高斯白噪聲的信道，它的幅值發(fā)生了一些變化，即產(chǎn)生了我們通常所說的幅度失真。而對(duì)于相位，則變化的幅度很大，從圖中的坐標(biāo)軸刻度，就能夠很明顯的看出，相位發(fā)生了嚴(yán)重的變化，產(chǎn)生了嚴(yán)重的相位失真。圖3.3-3 加入噪聲前后信號(hào)幅值和相位比較圖3.3-4是加入循環(huán)前綴前后的信號(hào)波形的比較，上邊兩圖是未加入循環(huán)前綴的信號(hào)波形，下側(cè)兩圖是加入循環(huán)前綴（加在幀前）的信號(hào)波形。從圖中可以看出，循環(huán)前綴是把幀的后部分復(fù)制到了幀前，如下圖所示。圖3.3-4 加入循環(huán)前綴前后信號(hào)波形比較圖3.3-5是接

30、收到的OFDM信號(hào)的星座圖，從圖中可以看到，經(jīng)過高斯白噪聲后，星座圖的點(diǎn)位置發(fā)生了變化，它們分布在經(jīng)過噪聲前的星座點(diǎn)周圍，分布比較混亂，如圖所示。經(jīng)過高斯白噪聲信道之前的信號(hào)星座在圖中用叉表示，經(jīng)過高斯白噪聲信道之后的信號(hào)星座在圖中用圓圈表示，很明顯，圓圈都分布在叉周圍，這是因?yàn)樾盘?hào)經(jīng)過含有高斯白噪聲的信道，信號(hào)發(fā)生了失真，于是星座圖也發(fā)生了變化。圖3.3-5 接收的OFDM符號(hào)星座圖解調(diào)后系統(tǒng)的誤碼率為：0.1641有以上的仿真可知，在輸入信噪比為25分貝時(shí)，輸出信號(hào)有一定的誤碼率。3.3.2仿真二輸入信道比為40分貝時(shí)。仿真圖形如下：圖3.3-6是輸入隨機(jī)數(shù)據(jù)的16QAM星座圖。紅色的叉為

31、星座點(diǎn)。圖3.3-6 16QAM星座圖圖3.3-7是加入噪聲前和加入噪聲后的信號(hào)波形的比較。從圖中我們能夠看出，信號(hào)經(jīng)過高斯白噪聲的信道，可以很清楚的看到信號(hào)的數(shù)值部分幾乎沒有變化，即加入噪聲對(duì)信號(hào)的影響非常小。圖3.3-7 加入噪聲前后信號(hào)對(duì)比圖3.3-8是加入噪聲前和加入噪聲后的信號(hào)幅值和相位的比較。通過這個(gè)圖，我們能夠看出，信號(hào)經(jīng)過高斯白噪聲的信道，它的幅值幾乎沒有發(fā)生變化。而對(duì)于相位，則變化的幅度很大，從圖中的坐標(biāo)軸刻度，就能夠很明顯的看出，相位發(fā)生了嚴(yán)重的變化，產(chǎn)生了嚴(yán)重的相位失真。但是這并不引起信號(hào)產(chǎn)生錯(cuò)誤。圖3.3-8 加入噪聲前后信號(hào)幅值和相位比較圖3.3-9是加入循環(huán)前綴前后的信號(hào)波形的比較，上邊兩圖是未加入循環(huán)前綴的信號(hào)波形，下側(cè)兩圖是加入循環(huán)前綴（加在幀前）的信號(hào)波形，左側(cè)兩圖是信號(hào)的實(shí)數(shù)