不間斷電源逆變器電路仿真研究

1、不間斷電源逆變器電路仿真研究摘要：本文分析了不間斷電源中逆變器電路設(shè)計(jì)的一種方法。UPSUPS是一種集數(shù)字和模擬電路，白動(dòng)控制逆變器與免維護(hù)貯能裝谿于一 體的電力電子設(shè)備，在 USPUSP 勺主電路中逆變器，輸出為三相四線制，三相四線式電路的每一相都是獨(dú)立的，相互之間不存在耦合關(guān)系，因而可以把三相逆變器看成是三個(gè)輸出電壓互差120120 度的單相半橋逆變器組合在一起。由于三相之間沒(méi)有耦合關(guān)系，因而控制相對(duì)簡(jiǎn) 單，單相逆變器的控制方法可以直接用在這里。考慮到三相之間的 獨(dú)立性，本文以單相半橋逆變器為對(duì)象分析了電路設(shè)計(jì)與建模。關(guān)鍵詞：?jiǎn)蜗喟霕蚰孀兤鳎徊婚g斷電源；建模仿真Study on simul

2、ation of uninterrupted power invertercircuitAbstract:Abstract: In this paper the uninterrupted power supply circuit design of inverter of a kindof method. UPS is a digital and analog circuits, automatic control inverter and maintenancefree storage device in one of the power electronic equipment, in

3、the main circuit of USP inverter,output for three-phase four-wire type, making three-phase four-wire type circuit of each phaseare independent of each other, does not exist between coupling relation, thus can put three-phaseinverter as three output voltage mutual difference 120 degrees of single-pha

4、se half-bridgeconverter together. Because no coupling relationship between three-phase, thus controllingrelatively simple, single inverter control method can be directly used here. Considering theindependence, between three-phase with single-phase half-bridge converter for object analysiscircuit des

5、ign and modelling.Keyword:Keyword: single-phase half bridge inverter ； UPS; simulation0引言不間斷電源UPSUPS是一種含有儲(chǔ)能裝谿，以逆變器為主要組成 局部的恒壓、恒頻的不間斷電源。由于大功率 UPSUPS 的應(yīng)用越來(lái)越廣， 需求越來(lái)越大，而且技術(shù)難度大，因此研究三相大功率UPSUPS 具有廣泛的應(yīng)用前景和普遍的現(xiàn)實(shí)意義。逆變器是 UPSUPS 的核心，必須具有 輸出高質(zhì)量電壓波形的能力。逆變電源的輸出波形控制技術(shù)是建立 在工業(yè)電子技術(shù)、半導(dǎo)體技術(shù)、現(xiàn)代控制技術(shù)、現(xiàn)代電力電子技術(shù)、 半導(dǎo)體變流技術(shù)、脈寬調(diào)制

6、SPWMSPWM技術(shù)、磁性材料等學(xué)科根底 上的一門實(shí)用技術(shù)。本文以單相半橋逆變器為對(duì)象進(jìn)行電路設(shè)計(jì)與 建模研究。1 USP原理簡(jiǎn)述從原理上來(lái)說(shuō)，UPSUPS 是一種集數(shù)字和模擬電路，白動(dòng)控制逆變器 與免維護(hù)貯能裝谿于一體的電力電子設(shè)備。在 UPSUPS 的主電路中逆變 器的直流母線中點(diǎn)作為輸出的零線如圖 1 1 所示，輸出為三相四線制， 這種三相四線制結(jié)構(gòu)可以很好地與前級(jí)BOOST-TLBOOST-TL 變換器結(jié)合起來(lái)。三相四線式電路的每一相都是獨(dú)立的，相互之間不存在耦合關(guān) 系，因而可以把三相逆變器看成是三個(gè)輸出電壓互差120120 度的單相半橋逆變器組合在一起。由于三相之間沒(méi)有耦合關(guān)系，因而

7、控制相 對(duì)簡(jiǎn)單，單相逆變器的控制方法可以直接用在這里?？紤]到三相之 間的獨(dú)立性，下面分析均以單相半橋逆變器為對(duì)象如圖2 2 所示。圖1三相半橋逆變電路圖圖2單相半橋逆變電路Fig .1 Three-phase half-bridge inverter circuitFig.2 Single-phase half-bridge inverter circuit2單相半橋逆變器電路設(shè)計(jì)半橋電路控制電壓及輸出電壓波形如圖3 3 所示，V01V01、V02V02 分別為開(kāi)關(guān)管為開(kāi)關(guān)管Q1Q1、Q2Q2 的驅(qū)動(dòng)電壓波形，分壓電容器 C1=C2C1=C2 且足夠大， 以致電路工作過(guò)程中 C1C1 和 C2

8、C2 兩端電壓幾乎不變，即有 VC1=VC2=E/2VC1=VC2=E/2。在 t1t1 t2t2 期間，VG10VG10、VG20,VG20, Q1Q1 導(dǎo)通 Q2Q2 截止， 電流流經(jīng)路徑為 CHQCHQ 伶 L L 睥 C1C1 -,-,輸出電壓 Vab=E/2;Vab=E/2;在 t2t2 t3t3 期間，VG1OVG1O、VG2O,VG2O, Q1Q1、Q2Q2 截至，無(wú)電流輸出；在 t3t3t4t4 期間，VG10VG10VG20 , , Q2Q2 導(dǎo)通 Q1Q1 截止，電流流經(jīng)路徑為 C2+C2+一 L LQUQU C2-,C2-,輸出電壓 Vab=-E/2Vab=-E/2。D1

9、D1 和 D2D2 分別是 Q1Q1 和 Q2Q2 反并聯(lián)的二極管，其作用是為感性負(fù)載提供續(xù)流回路， 防止功 率器件承受過(guò)高的瞬態(tài)電壓。輸出電壓平均值跟驅(qū)動(dòng)波形的占空比 有關(guān)，通過(guò)改變占空比，可以得到平均輸出為正弦的電壓波形。由 圖 2 2 所示，Q1Q1 導(dǎo)通，Q2Q2 截至?xí)r，Q2Q2 承受的電壓 UCE2UCE2 為：UCE2=E(1)(1)考慮電網(wǎng)波動(dòng)為士 10%,10%, Q2Q2 承受的電壓 UCE2UCE2 為U UCE2= = 1.11.1 E E =1.1E=1.1E考慮工作溫度，電路中的瞬態(tài)影響，選擇 IGBTIGBT 模塊承受電壓僅為模塊 BVONBVON 的 50%50

10、%80%,80%,即:Fig .3 Half-bridge circuit to control the voltage and the output voltagewaveformwaveform在電路中，E E 為 800V800V，貝 U U BVONBVON 選擇為 1200V1200V?？紤]電網(wǎng)的波動(dòng)、 啟動(dòng)時(shí)電流尖峰的影響，應(yīng)選擇 IGBTIGBT 模塊 ICMICM 為(4)(4)圖4單相半橋逆變器等效電路Fig.4 Equivalent circuit of single-phase half-bridge inverter(2)(2)V01VabE/2BVBVON= = 1.

11、251.25 2 2 1.1E1.1E(3)(3)V02-E/2、圖3半橋電路控制電壓及輸出電壓波形I-IPlICM一 :E其中，P0P0 為逆變器輸出功率，3 3 為脈沖占空比，門為逆變器效率,根據(jù)式4 4 , , ICMICM 選擇為 200A200A單相半橋逆變器可以等效如圖 4 4 所示。變換器工作于雙極性調(diào) 制方式，選擇濾波電感電流 icic 和濾波電容電壓 vcvc 作為狀態(tài)變量， 選 擇開(kāi)關(guān)函數(shù) s s s=s=1 1 代表上管開(kāi)通，s=0s=0 代表下管開(kāi)通作為參量，可以得到統(tǒng)一狀態(tài)方程為:采用狀態(tài)空間平均法，由= =1 1 + +上式可以變換成:其中 VmVmt t為調(diào)制輸入

12、信號(hào)瞬時(shí)值，VtVt 為三角載波幅位。進(jìn) 步，調(diào)制器輸入端到逆變器的濾波器輸出端電壓的傳遞函數(shù)為VCs _ Vd1vmsVts2LC s R C 1基于上式可以推導(dǎo)出雙閉環(huán)控制的系統(tǒng)框圖如圖5 5 所示3建模仿真設(shè)計(jì)在數(shù)字控制系統(tǒng)中，控制參數(shù)的設(shè)計(jì)有兩種常用的途徑：一種 是直接在時(shí)域內(nèi)設(shè)計(jì)控制參數(shù)，再把設(shè)計(jì)的控制器離散化；另一種 是先把被控對(duì)象進(jìn)行離散化，然后再設(shè)計(jì)數(shù)字控制參數(shù)，在本文中R k(2s1)L一 一L y =vc(5)(5)(6)(7)1采用前面一種途徑。本文采用的控制方法是電壓瞬時(shí)值控制，另外 為了保證輸出波形有效值精度，在瞬時(shí)值環(huán)外面加了個(gè)平均值環(huán)來(lái) 對(duì)輸出波形的幅值進(jìn)行調(diào)整。

13、這樣，內(nèi)環(huán)通過(guò)瞬時(shí)值控制獲得快速 的動(dòng)態(tài)性能，保證輸出畸變率較低，外環(huán)使用輸出電壓的平均值控 制，具有較高的輸出精度圖5雙閉環(huán)系統(tǒng)控制框圖Fig.5 Diagram of the double closed loop control system block系統(tǒng)的控制框圖如圖 6 6 所示。圖6逆變器系統(tǒng)控制框圖Fig.6 Block diagram of inverter control system圖中 G1(s)G1(s)為被控對(duì)象，其中 Kpwm=E/VtriKpwm=E/Vtri 為逆變器的增益，R/R/(LCRs2+Ls+R)(LCRs2+Ls+R)為忽略電感 L L、電容 C C

14、 的寄生電阻后的 LCLC 濾波器 傳遞函數(shù)。Hl(s)Hl(s)和 H2(s)H2(s)分別為內(nèi)環(huán)和外環(huán)的 PIPI(比例積分)控制器。 輸出電壓經(jīng)整流濾波后得到直流量與給定參考信號(hào)的有效值進(jìn)行比較，得到的誤差信號(hào)經(jīng)外環(huán)調(diào)節(jié)器后的輸出作為內(nèi)環(huán)參考正弦波的 幅值，這個(gè)幅值乘以單位正弦波后作為內(nèi)環(huán)給定信號(hào)。內(nèi)環(huán)給定信 號(hào)與輸出電壓瞬時(shí)值比擬，得到的誤差信號(hào)經(jīng)內(nèi)環(huán) PIPI 調(diào)節(jié)器運(yùn)算， 得到內(nèi)環(huán)的控制信號(hào)。最后這個(gè)控制信號(hào)被送入PWMPWM 發(fā)生器，與三角載波調(diào)制比擬后產(chǎn)生的 PWMPWM 信號(hào)經(jīng)驅(qū)動(dòng)電路后對(duì)逆變橋的半 導(dǎo)體開(kāi)關(guān)進(jìn)行控制。從圖 6 6 所示，內(nèi)環(huán)被控系統(tǒng)的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)為(反饋系數(shù)

15、 K1K1 取 1):1):(8)(8)從上式可以看出，被控系統(tǒng)是個(gè)二階系統(tǒng)。濾波器的轉(zhuǎn)折頻率為:2LC內(nèi)環(huán)采用的是 PIPI 控制器，在設(shè)計(jì) PIPI 控制器的參數(shù)時(shí)，把 PIPI 控制器的零點(diǎn)設(shè)谿在濾波器的轉(zhuǎn)折頻率處，這樣就有:KipKip 和 KilKil 分別為 PIPI 調(diào)節(jié)器的比例和積分系數(shù)。在確定穿越頻率關(guān)時(shí)，如果穿越頻率選得比擬低，那么在低頻段的 增益比擬小，會(huì)影響系統(tǒng)的快速跟隨性能；如果穿越頻率比擬靠近 濾波器的轉(zhuǎn)折頻率，那么在低頻段可以得到比擬大的增益，改善系統(tǒng) 的快速跟隨性能。但K K R Rpwm、G GiS S = = -2-(9)(9)fz=2二fn= 1320 H

16、z(10)(10)另一方面如果穿越頻率靠近濾波器的轉(zhuǎn)折頻率，在阻尼比擬小逆變器空載或輕載的情況下，轉(zhuǎn)折頻率及其鄰近頻率 的增益有可能大于 1,1,同時(shí)如果穿越頻率靠近濾波器的轉(zhuǎn)折頻率，也 會(huì)使補(bǔ)償后的相角裕度變小。從上面分析可以得到下面結(jié)論：穿越 頻率往低頻靠，可以提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性，但會(huì)使快速跟隨性能變差； 如果穿越頻率往濾波器轉(zhuǎn)折頻率移， 可以改善系統(tǒng)的快速跟隨性能, 但會(huì)使系統(tǒng)不穩(wěn)定所以在確定穿越頻率時(shí)應(yīng)在系統(tǒng)穩(wěn)定性與系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)中得到一個(gè)比擬折中的選擇。在本課題中選穿越頻率為轉(zhuǎn)折 頻率的十分之一，所以有：r1rfcfn= 132 Hz10補(bǔ)償后的內(nèi)環(huán)傳遞函數(shù)為:K Rpwm LCRs2L

17、s R由于在穿越頻率處，開(kāi)環(huán)增益為 1 1 有:Kil=1320 2 K%s M KpwmR,2-1LCRs2Ls R|s =j2二132式中 R=1R=1 攻，L=660pH,L=660pH, C=22pF,C=22pF, Kpwm=E=380Kpwm=E=380在設(shè)計(jì)時(shí)把三角載波的幅值當(dāng)成 1 1。內(nèi)環(huán) PIPI 控制器的參數(shù)：Kip=2.63Kip=2.63 X0-4,X0-4, Kil=2.18Kil=2.18所設(shè)計(jì)的內(nèi)環(huán) PlPl 控制器如下：,一,、2.6310乂s 2.18H 1(s)=-(11)(11)(12)(12)(13)(13)K ip s K G s = -p-(14)

18、(14)根據(jù)設(shè)計(jì)的內(nèi)環(huán) PIPI 控制器，可以畫(huà)出系統(tǒng)補(bǔ)償前后的伯德圖，如圖 7 7 所示，上圖中，曲線 1 1 為補(bǔ)償前被控系統(tǒng)的幅頻特性；曲線 2 2 為 P PI I控制器的幅頻特性；曲線 3 3 為補(bǔ)償后的幅頻特性。下列圖中，曲 線 1 1 為補(bǔ)償前被控系統(tǒng)的相頻特性；曲線 2 2 為 PIPI 控制器的相頻特性； 曲線 3 3 為補(bǔ)償后的相頻特性。從相頻特性圖的曲線 3 3 中可以讀出補(bǔ)償后內(nèi)環(huán)開(kāi)環(huán)的相角裕度為 93.693.6。瞬時(shí)值內(nèi)環(huán)參加 PlPl 控制器后的閉環(huán)傳遞函數(shù)為:由此，可以畫(huà)出補(bǔ)償后內(nèi)環(huán)閉環(huán)傳遞函數(shù)的伯德圖如圖7 7 所示GC(s)=His Gis1 His Gis

19、pwmRKips KpwmRKil(15)(15)LCRsLspwmRKippwmRKil圖7系統(tǒng)補(bǔ)償前后的伯德圖Fig.7 Bode diagram of system before and after compensation在設(shè)計(jì)外環(huán)控制器時(shí)，把外環(huán)的反應(yīng)系數(shù)K2K2 當(dāng)成 1,1,即 K2=lK2=l外環(huán) PIPI 控制器零點(diǎn)的頻率 fwzfwz 設(shè)谿在 100Hz,100Hz,即 fwz=100Hz,fwz=100Hz,轉(zhuǎn)折頻率 fwcfwc 設(shè)谿在 10Hz,10Hz,即 fwc=10Hzfwc=10Hzo o所以有：Fig.8 The average values of outer loop control block diagramFig.9 The average values of outer loop control simplified block diagram從上式可以解得：Kwp=0.107Kwp=0.107 ; ; Kwl=67.2Kwl=67.2。外環(huán) PlPl 控制器如下:0.107 s 67 .2圖10外環(huán)PI控制器傳遞函數(shù)伯德圖Fig.10 The outer loop PI controller transfer function Bode