數(shù)字電視原理余兆民

1、第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 7.1 數(shù)字電視調(diào)制的種類 7.2 BPSK調(diào)制 7.3 QPSK數(shù)字調(diào)制技術(shù) 7.4 MQAM調(diào)制7.5 /2旋轉(zhuǎn)不變QAM星座的獲得 7.6 Offset-QAM 數(shù)字調(diào)制技術(shù) 7.7 M-VSB(殘留邊帶)數(shù)字調(diào)制技術(shù) 7.8 OFDM數(shù)字調(diào)制技術(shù) 7.9 QPSK、 MQAM、 M-VSB 、 OFDM小結(jié) 7.10 字節(jié)到符號的映射 7.11 反向信道(上行信道)數(shù)字調(diào)制技術(shù) 習(xí)題 第第7章章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào)數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 7.1 數(shù)字電視調(diào)制的種類數(shù)字電視調(diào)制的種類7.1.1 為什么要進(jìn)行數(shù)字調(diào)制為什么要進(jìn)行數(shù)字調(diào)制隨

2、著人們對電視圖像質(zhì)量的要求越來越高，數(shù)字電視(DTV)和高清晰度電視(HDTV)應(yīng)運而生，HDTV不壓縮時的圖像信息速率接近1 Gb/s。要將如此大量的信息傳送至用戶家中，圖像壓縮編碼系統(tǒng)與傳輸系統(tǒng)是兩大關(guān)鍵技術(shù)環(huán)節(jié)。圖像壓縮編碼已提出了MPEG系列標(biāo)準(zhǔn)。在數(shù)字電視傳輸時，為提高頻譜利用率，必須進(jìn)行數(shù)字調(diào)制。世界上三大數(shù)字電視傳輸標(biāo)準(zhǔn)(ATSC、DVB、ISDB)中，信道編碼方案大體相似，但在調(diào)制方式上仍有不同選擇。而且，不同的傳輸方式(衛(wèi)星、地面廣播、有線)采用不同的調(diào)制方式。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 例例7.1.1 設(shè)HDTV未經(jīng)壓縮時的數(shù)碼率為663.5 Mb/s，經(jīng)數(shù)據(jù)壓縮后為31.

3、8 Mb/s (壓縮比為20.8 1)，又設(shè)采用8-VSB數(shù)字調(diào)制，此時的頻譜利用系數(shù)為5.3 b/(sHz)，則調(diào)制后信號的帶寬為。這說明在6 MHz模擬帶寬范圍內(nèi)可傳一路數(shù)字HDTV信號。例例7.1.2 設(shè)有MPEG-2主級圖像質(zhì)量(MPML)的信號，其速率為8.448 Mb/s(相當(dāng)于目前演播室的PAL圖像質(zhì)量)，采用64QAM數(shù)字調(diào)制，頻譜利用系數(shù)理論值為6 b/(sHz), 則經(jīng)調(diào)制后信號的帶寬為 。在500 MHz帶寬的傳輸線路中可傳輸?shù)墓?jié)目數(shù)為。31.8Mb/s=6MHz5.3b/ (s Hz )8.448 Mb/s1.4 MHz6 b/ (s Hz )500 MHz3571.4

4、 MHz 第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 7.1.2 數(shù)字電視調(diào)制的分類數(shù)字電視調(diào)制的分類數(shù)字電視調(diào)制可分為兩大類： 數(shù)字電視正向(下行)傳輸采用的調(diào)制和數(shù)字電視反向(上行)傳輸采用的調(diào)制。不同的傳輸方式采用的調(diào)制方式不同。正向傳輸指的是從前端向用戶端傳輸; 反向傳輸指的是從用戶端向前端傳輸。在雙向傳輸網(wǎng)絡(luò)中才有反向傳輸。1. 數(shù)字電視正向傳輸采用的調(diào)制數(shù)字電視正向傳輸采用的調(diào)制(1) 數(shù)字電視衛(wèi)星傳輸時，由于傳輸?shù)木嚯x較遠(yuǎn)，要求采用抗干擾能力較強的調(diào)制方法。一般采用四相相移鍵控調(diào)制(Quadrature Phase-Shift Keying，QPSK)。這種調(diào)制方法抗干擾能力較強，但頻譜利用系數(shù)

5、較低(理論值為2b/(sHz)。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) (2) 數(shù)字電視有線傳輸時，由于采用光纖或同軸電纜作為傳輸媒介，傳輸條件較好，干擾較弱，一般采用多電平正交幅度調(diào)制(Multilevel Quadrature Amplitude Modulation，MQAM)方式。這種調(diào)制方法的頻譜利用系數(shù)較高，抗干擾能力次于QPSK。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) (3) 數(shù)字電視地面廣播時，由于要考慮室內(nèi)接收和移動接收情況，此時，室內(nèi)電磁波受到嚴(yán)重的屏蔽衰減、墻壁之間的反射，以及天電干擾、電火花干擾; 移動接收時受多普勒效應(yīng)影響和信號的多徑反射等，要求采用抗干擾能力極強的調(diào)制方式。歐洲采用編碼正交

6、頻分多路調(diào)制(Code Orthogonal Frequency Division Multiplexing，COFDM)方式，這種方式的抗干擾能力極強，它可滿足移動接收的條件。美國采用多電平殘留邊帶調(diào)制(Multilevel Vestigial Side Band，M-VSB)方式，這種調(diào)制方式的頻譜利用率較高，雖然它能滿足美國地理條件和房屋結(jié)構(gòu)情況下的室內(nèi)接收，但不能滿足移動接收。我國有的實驗方案中提出采用偏置正交幅度調(diào)制 (Offset-QAM)方式，通過實驗，可滿足移動接收的苛刻條件，而且頻譜利用率也較高。在地面監(jiān)控?zé)o線圖像傳輸系統(tǒng)中，常采用擴(kuò)頻調(diào)制方式，該方式抗干擾能力較強，但頻譜利

7、用率較低。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 2. 數(shù)字電視反向傳輸采用的調(diào)制數(shù)字電視反向傳輸采用的調(diào)制在雙向傳輸中，用戶端的數(shù)據(jù)(如用戶上網(wǎng)(Internet)數(shù)據(jù)、視頻點播數(shù)據(jù)、計算機數(shù)據(jù)、各種計費數(shù)據(jù)等)需要傳向前端，由于用戶數(shù)為千家萬戶，千家萬戶的數(shù)據(jù)匯集到前端，數(shù)據(jù)中夾雜著各種噪聲也一起涌向前端，形成所謂的“漏斗效應(yīng)”，為克服它，必須選擇抗干擾性能很強的調(diào)制方式。目前采用的主要調(diào)制方法如下：(1) 四相相移鍵控(QPSK)調(diào)制;(2) 離散小波多音調(diào)制(DWMT);(3) 同步碼分多址(S-CDMA);(4) 同步離散多音調(diào)制(SDMT)。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 7.1.3 數(shù)字電視信號

8、經(jīng)調(diào)制后的幾項性能數(shù)字電視信號經(jīng)調(diào)制后的幾項性能(1) 采用不同壓縮標(biāo)準(zhǔn)的數(shù)字電視信號，在選用同一種調(diào)制情況下，調(diào)制后信號的帶寬不同。例例7.1.3 設(shè)經(jīng)MPEG-1標(biāo)準(zhǔn)壓縮后的數(shù)字電視信號速率為2 Mb/s，經(jīng)64 QAM調(diào)制后(頻譜利用系數(shù)理論值為6 b/(sHz)，信號的帶寬為2 Mb/s0.33 MHz6 b/ (s Hz )第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 例例7.1.4 設(shè)經(jīng)MPEG-2標(biāo)準(zhǔn)壓縮后的數(shù)字電視信號速率為8 Mb/s，經(jīng)64QAM調(diào)制后(頻譜利用系數(shù)理論值為6 b/(sHz)，信號的帶寬為從例7.1.3和例7.1.4可以看出，采用的調(diào)制方式相同(64QAM)，但壓縮標(biāo)準(zhǔn)不同(

9、MPEG-1、MPEG-2)，調(diào)制出來的信號帶寬就不同(0.33 MHz、1.33 MHz)。8 Mb/s1.33 MHz6 b/ (s Hz )第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) (2) 同一種速率的數(shù)字電視信號，在選用同一種調(diào)制但頻譜利用系數(shù)不同的情況下，調(diào)制后信號的帶寬就不同。 例例7.1.5 設(shè)經(jīng)MPEG-2標(biāo)準(zhǔn)壓縮后的數(shù)字電視信號速率為8 Mb/s，經(jīng)8-VSB (頻譜利用系數(shù)值為5.3 b/(sHz)調(diào)制后，信號的帶寬為8 Mb/s1.55 MHz5.3 b/ (s Hz )第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 例例7.1.6 設(shè)數(shù)字電視速率仍為8 Mb/s，經(jīng)16-VSB (頻譜利用系數(shù)值為7.1

10、 b/(sHz) 調(diào)制后, 信號的帶寬為從例7.1.5和例7.1.6可以看出，采用的調(diào)制方式相同(VSB)，但頻譜利用系數(shù)不同(5.3 b/(sHz)、7.1 b/(sHz)，調(diào)制出來的信號的帶寬就不同(1.5 MHz、1.13 MHz)。8 Mb/s1.13 MHz7.1 b/ (s Hz )第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) (3) 同一種速率的數(shù)字電視信號，在選用不同的調(diào)制方式的情況下，調(diào)制后信號的帶寬不同。例例7.1.7 設(shè)數(shù)字電視速率為8 Mb/s，選用QPSK調(diào)制(頻譜利用系數(shù)理論值為2 b/(sHz)后， 信號的帶寬為8 Mb/s4 MHz2 b/ (s Hz )第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解

11、調(diào) 例例7.1.8 設(shè)數(shù)字電視速率仍為8 Mb/s，選用OFDM-64QAM調(diào)制(頻譜利用系數(shù)理論值為6 b/(sHz)后，信號的帶寬為從例7.1.7和例7.1.8可以看出，數(shù)字電視信號的速率相同(8 Mb/s)，但調(diào)制方式不同(QPSK、OFDM-64QAM)，調(diào)制出來的信號帶寬就不同(4 MHz、1.33 MHz)。8 Mb/s1.33 MHz6 b/ (s Hz )第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) (4) 數(shù)字電視信號經(jīng)數(shù)字調(diào)制后，相當(dāng)于模擬信號，可以在模擬信道中傳輸。經(jīng)壓縮后的數(shù)字電視信號速率以Mb/s為單位，再經(jīng)數(shù)字調(diào)制后信號的單位變成了MHz，MHz單位是慣用的模擬信號帶寬單位。所以，可

12、以說數(shù)字電視信號經(jīng)數(shù)字調(diào)制后，相當(dāng)于模擬信號，可以在模擬信道中傳輸。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 7.2 BPSK調(diào)制調(diào)制我國移動多媒體廣播標(biāo)準(zhǔn)(Mobile Multimedia Broadcasting)中采用了BPSK調(diào)制方式。所謂BPSK(Binary Phase Shift Keying)調(diào)制，就是雙相移相鍵控調(diào)制。下面介紹雙相移相鍵控的原理和實現(xiàn)方法。絕對相移是利用載波的相位(指初相)直接表示數(shù)字信號的相移方式。雙相移相鍵控中，通常用相位0和來分別表示“0”或“1”。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) BPSK已調(diào)信號的時域表達(dá)式為s2PSK(t)=s(t)cosct (7.2.1)這里，s

13、(t)為雙極性數(shù)字基帶信號，是高度為1、寬度為1的門函數(shù); (概率為P)(概率為(1P) (7.2.2)因此，在某一個碼元持續(xù)時間內(nèi)觀察時，有 sBPSK(t)=cosct=cos(ct+i) (7.2.3) 當(dāng)碼元寬度為載波周期的整數(shù)倍時，BPSK信號的典型波形如圖7.2.1所示。1( )1s t第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 圖 7.2.1 BPSK的典型波形圖第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) BPSK信號的調(diào)制方框圖如圖7.2.2所示。圖7.2.2(a)是產(chǎn)生BPSK信號的模擬調(diào)制法框圖; 圖7.2.2(b)是產(chǎn)生BPSK信號的鍵控法框圖。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 圖 7.2.2 BPSK信號的

14、調(diào)制方框圖第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 就模擬調(diào)制法而言，BPSK信號可以看做是雙極性基帶信號作用下的DSB調(diào)幅信號。而就鍵控法來說，用數(shù)字基帶信號s(t)控制開關(guān)電路，選擇不同相位的載波輸出，這時s(t)為單極性NRZ或雙極性NRZ脈沖序列信號。BPSK映射時，每次將1個輸入比特(bi ，i=0，1，2，)映射為I值和Q值，映射方式見圖7.2.3，星座圖中已經(jīng)包括了功率歸一化因子。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 圖 7.2.3 BPSK星座映射第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) BPSK信號屬于DSB信號，它的解調(diào)不能采用包絡(luò)檢測的方法，只能進(jìn)行相干解調(diào)，其方框圖如圖7.2.4所示。圖 7.2.4 BPS

15、K信號接收系統(tǒng)方框圖第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 不考慮噪聲時，帶通濾波器BPF輸出可表示為y(t)=cos(ct+n)式中n為BPSK信號某一碼元的初相。n=0時，代表數(shù)字“0”; n=時，代表數(shù)字“1”。與同步載波cosct相乘后，輸出為 (7.2.4)cncncn( )cos(+)cos11 =coscos(2+)22Z tttt第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 經(jīng)低通濾波器濾除高頻分量，得解調(diào)器輸出為(7.2.5)nnn1(0)12( )cos()122x t第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 根據(jù)發(fā)送端產(chǎn)生BPSK信號時n(0或)代表數(shù)字信息(“1”或“0”)的規(guī)定，以及接收端x(t)與n的關(guān)系的特

16、性，抽樣判決器的判決準(zhǔn)則為判為“0”判為“1”(7.2.6)其中x為x(t)在抽樣時刻的值。00 xx第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 可見，BPSK信號相干解調(diào)的過程實際上是輸入已調(diào)信號與本地載波信號進(jìn)行極性比較的過程，故常稱為極性比較法解調(diào)。由于BPSK信號實際上是以一個固定初相的未調(diào)載波為參考的，因此，解調(diào)時必須有與此同頻同相的同步載波。如果同步載波的相位發(fā)生變化，如0相位變?yōu)橄辔换蛳辔蛔優(yōu)?相位，則恢復(fù)的數(shù)字信息就會發(fā)生“0”變“1”或“1”變“0”，從而造成錯誤的恢復(fù)。這種因為本地參考載波倒相而在接收端發(fā)生錯誤恢復(fù)的現(xiàn)象稱為“倒”現(xiàn)象或“反向工作”現(xiàn)象。絕對移相的主要缺點是容易產(chǎn)生相位模糊

17、，造成反向工作，所以必須采取措施克服。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 手機電視不同于普通的移動電視，它要求：低功耗，總功耗不超過100 mW; 小屏幕：顯示屏尺寸主要為24英寸; 低速碼流，即每個頻道數(shù)據(jù)碼流一般不會超過384 kb/s; 高速移動性，即最高移動速度要達(dá)到中國動車組火車200 km/h、300 km/h，甚至400 km/h環(huán)境下正常觀看手機電視的要求。因此，BPSK可以作為手機電視的調(diào)制方式。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 7.3 QPSK數(shù)字調(diào)制技術(shù)數(shù)字調(diào)制技術(shù)采用QPSK、MQAM、M-VSB、COFDM及Offset-QAM高速數(shù)字調(diào)制技術(shù)，能有效地提高頻譜利用率，提高抗干擾能

18、力，滿足數(shù)字電視系統(tǒng)的傳輸要求。下面將對它們的工作原理作簡要的介紹，并在此基礎(chǔ)上用復(fù)包絡(luò)法(也稱為等效基帶法)對它們的功率譜進(jìn)行相應(yīng)的數(shù)學(xué)分析，得出這幾種數(shù)字調(diào)制技術(shù)的譜特性。 四相移相鍵控(QPSK)是目前微波、衛(wèi)星及有線電視上行通信中最常采用的一種單載波傳輸方式，它具有較強的抗干擾性，在電路實現(xiàn)上也比較簡單。四相移相鍵控等效于二電平正交調(diào)幅，它是討論正交幅度調(diào)制的基礎(chǔ)。 QPSK是一種恒定包絡(luò)的角度調(diào)制技術(shù)，其調(diào)制器框圖如圖7.3.1所示。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 圖 7.3.1 QPSK調(diào)制器第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 由圖7.3.1可知，QPSK包含同相與正交兩個分量。每個分量都用二

19、進(jìn)制序列分別進(jìn)行鍵控。功率譜公式為 (7.3.1)式中：Ss(f)為功率譜; A為信號幅度; f0為載頻; Ts為矩形脈沖寬度。 QPSK的功率譜密度如圖7.3.2所示。2200sin( )2ssssffTA TSfffT第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 圖 7.3.2 QPSK的功率譜密度第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) MPSK的頻譜利用率為lb M b/(sHz)。M4時，即QPSK的頻譜利用率為2 b/(sHz)。QPSK在實際應(yīng)用中往往還與其它處理電路相連接，使其功能更加完善。如圖7.3.3所示，下面我們作進(jìn)一步分析。從圖7.3.3可以看出，在QPSK調(diào)制之前有卷積編碼、收縮及基帶形成處理。第7

20、章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 內(nèi)碼使用卷積編碼，這一系統(tǒng)允許使用不同比特收縮卷積碼(Punctured Convolutional Codes)，但都基于1/2卷積碼，其約束長度K7。使用這種方法可以使使用者根據(jù)數(shù)碼率來選擇相應(yīng)的誤碼糾正的程度。從圖7.3.3中可以看到，串行比特流先按1/2卷積編碼成X、Y，然后經(jīng)去除不傳送的比特(這一過程稱為收縮(Puncturing)。各種比率卷積碼在收縮過程中傳輸和不傳輸?shù)谋忍匾姳?.3.1。該系統(tǒng)使用卷積格雷碼QPSK調(diào)制，但不使用差分編碼而使用絕對比特映射，其星座圖見圖7.3.3。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 圖 7.3.3 卷積

21、格雷碼QPSK調(diào)制第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) QPSK調(diào)制使用具備完全映射的傳統(tǒng)格雷碼(無差錯編碼)。信號空間位映射如圖7.3.3所示。在調(diào)制前，I和Q信號要進(jìn)行升余弦平方根濾波，滾降系數(shù)應(yīng)是0.35，其形狀由下式定義：(當(dāng)|f|fN(1+)時)(當(dāng)fN(1-)|f|fN(1+)時)式中： 滾降系數(shù)=0.35; ，是Nyquist頻率，Ts為矩形脈沖寬度。圖7.3.4提供了調(diào)制器輸出端信號頻譜。120( )11sin222NNH ffffNs12fT第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 圖 7.3.4 基帶頻域表示的調(diào)制器輸出信號頻譜第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 下面對QPSK 誤碼性能進(jìn)行分析。連接在I

22、F環(huán)中的QPSK調(diào)制解調(diào)器應(yīng)滿足表7.3.2給出的系統(tǒng)中IF環(huán)BER和Eb/No的性能要求。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 注： Eb指的是R-S編碼前的有用位率，包括由于外部編碼(10 lg(188/204)=-0.36 dB)所造成的調(diào)制器、解調(diào)器共造成0.8 dB的衰減和噪聲帶寬的增加。No指的是出現(xiàn)的噪聲誤碼。 準(zhǔn)無誤(QEF)是指每小時傳輸少于一個未糾誤碼，對應(yīng)于MPEG-2解復(fù)用器輸入BER=1010到1011。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 表7.3.2給出了系統(tǒng)中IF環(huán)的各項性能指標(biāo)。表7.3.2(標(biāo)準(zhǔn)的)調(diào)制器輸出信號的頻譜圖7.3.4 給出了調(diào)制器輸出信號頻譜的模板，同時也給出了N

23、yquist調(diào)制濾波器的硬件實現(xiàn)的可能掩模板。圖7.3.4 和圖7.3.5中的點A到S的特性有一一對應(yīng)的關(guān)系。對于濾波器頻率響應(yīng)，假設(shè)輸入信號為理想的Dirac Delta信號，信號周期Ts=1/Rs=1/(2fN), 在矩形波輸入的情況下，則要進(jìn)行適當(dāng)?shù)膞/sinx校正。圖7.3.5 給出了Nyquist 調(diào)制濾波硬件實現(xiàn)的群遲延。圖7.3.4和圖7.3.5 是以國際衛(wèi)星地球站標(biāo)準(zhǔn)(IESS)308 號為基礎(chǔ)的，不同的滾降系數(shù)有不同的修正。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 圖 7.3.5 調(diào)制濾波器的群遲延第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 傳輸系統(tǒng)首先對突發(fā)的誤碼進(jìn)行離散化，然后加入R-S外糾錯碼保護(hù)，

24、內(nèi)糾錯碼是可以根據(jù)發(fā)射功率、天線尺寸以及碼率進(jìn)行調(diào)節(jié)變化的。例如，一個36 MHz帶寬的衛(wèi)星轉(zhuǎn)發(fā)器采用3/4的卷積碼可以達(dá)到的碼率是39 Mb/s，這一碼率可以傳送56路高質(zhì)量電視信號。各種轉(zhuǎn)發(fā)器帶寬及相應(yīng)的碼率見表7.3.3。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 7.4 MQAM調(diào)制調(diào)制1. QAM的功率譜分析的功率譜分析QAM(正交幅度調(diào)制)是一種節(jié)省頻帶的數(shù)字調(diào)幅方法，在2400 b/s以上的中、高速調(diào)制中常被采用，廣泛應(yīng)用于有線電視的下行傳輸及HDTV的地面廣播傳輸中。QAM有較高的頻帶利用率，同時有較高的信噪比。 MQAM的調(diào)制器框圖如圖7.4.1所示。第7章 數(shù)字

25、電視調(diào)制和解調(diào) 圖 7.4.1 MQAM的調(diào)制器框圖第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 幾種正交幅度調(diào)制信號的平均功率譜密度如下： 16QAM信號： (7.4.1)64QAM信號： (7.4.2)20sm0sin( )59susffTSfEffT20sm0sin( )37susffTSfEffT第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 式中： 為平均功率譜密度; Su(f)為正交幅度調(diào)制信號的功率譜密度; Esm為幅度最大碼元的平均能量; Ts為矩形脈沖寬度; f0為載頻頻率。將16QAM、64QAM的平均功率譜密度和QPSK的平均功率譜密度一起畫在圖7.4.2中。從圖中可以看出，QPSK的頻譜利用率為2 b/(s

26、Hz), 16QAM的頻譜利用率為4 b/(sHz), 64QAM的頻譜利用率為6 b/(sHz)。QAM的調(diào)制器的實際框圖如圖7.4.3所示。經(jīng)壓縮的MPEG數(shù)字視頻信號被送入數(shù)據(jù)接口電路，再經(jīng)能量擴(kuò)散送入R-S糾錯電路，經(jīng)數(shù)據(jù)交織再送入MQAM數(shù)據(jù)映射，分兩路輸出，分別經(jīng)數(shù)字濾波、D/A變換，再經(jīng)模擬低通濾波送入正交平衡調(diào)制電路，輸出為中頻信號，最后變?yōu)樯漕l信號送往線路中。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 圖 7.4.2 幾種數(shù)字調(diào)制信號的功率譜密度第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 圖 7.4.3 QAM數(shù)字調(diào)制器第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 2. 16QAM頻譜利用系數(shù)和頻譜利用系數(shù)和16QAM星座圖

27、星座圖1) 16QAM頻譜利用系數(shù)下面從理論上分析16QAM頻譜利用系數(shù)，如圖7.4.4所示。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 圖 7.4.4 16QAM第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 圖7.4.4中LPF是滾降濾波器。二進(jìn)制串行數(shù)據(jù)輸入以后，以4 bit為一組，分別取出2 bit送入上、下兩個2-4電平轉(zhuǎn)換器，再分別送入調(diào)制器1、2進(jìn)行幅度調(diào)制，調(diào)制后的信號線性相加，得到16QAM的輸出信號。如果輸入二進(jìn)制數(shù)的速率為fa，則送到2-4電平轉(zhuǎn)換的速度為fa/4。a1、a2、b1、b2的真值表見表7.4.1。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 經(jīng)過2-4電平轉(zhuǎn)換后，可得到1、3、1、3

28、四個電平，則調(diào)制器1輸出四個信號為3 sin0t、1 sin0t、1 sin0t、3 sin0t; 調(diào)制器2輸出四個信號為3 cos0t、 1 cos0t、3 cos0t、1 cos0t。線性相加后，可得到16QAM星座圖。圖7.4.5所示為16QAM 正交調(diào)幅法形成16QAM信號的過程。16QAM調(diào)制信號中各個16QAM調(diào)制器電平狀態(tài)所對應(yīng)的Q電平及I電平由表7.4.2表示。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 圖 7.4.5 16QAM信號的形成過程第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 2) QAM的頻譜利用率分析下面分析16QAM信號的帶寬情況。設(shè)輸入的二進(jìn)制速率為10 Mb/s

29、，2-4電平轉(zhuǎn)換的輸入為，由信息論知識可得，1 Hz最高可傳輸PCM信號2 bit，所以它的基帶信號最高頻率為2.5/2 MHz。根據(jù)平衡調(diào)制原理，對圖7.4.6可作如下數(shù)學(xué)分析，設(shè)本振頻率為f0，調(diào)制信號頻率為，進(jìn)行平衡調(diào)幅時，調(diào)幅后的輸出信號為(7.4.3)10 Mb/s2.5 Mb/s400011sinsincos()cos()22tttt第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 圖 7.4.6 平衡調(diào)幅(a) 平衡調(diào)幅; (b) 平衡調(diào)幅頻譜第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 所以帶寬為 2。從上面分析可知，2.5/2 MHz時，則 22.5 MHz。即10 Mb/s的二進(jìn)制數(shù)，經(jīng)16QAM調(diào)制后的模擬信號

30、帶寬為2.5 MHz，則頻譜利用率為(7.4.4)所以16QAM調(diào)制理論上的頻譜利用系數(shù)為4 b/(sHz)，即16=24。同理可證明64QAM中，64=26，則它的頻譜利用系數(shù)為6b/(sHz); 128QAM的頻譜利用系數(shù)為7 b/(sHz); 256QAM的頻譜利用系數(shù)為8 b/(sHz); 而QPSK調(diào)制相當(dāng)于4QAM，所以它的頻譜利用系數(shù)應(yīng)為2 b/(sHz)。10Mbit/s4 b/(s Hz)2.5MHz第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 3. 64QAM系統(tǒng)星座圖系統(tǒng)星座圖圖7.4.7所示為64QAM調(diào)制的星座圖，這種星座圖經(jīng)常使用。從圖7.4.7可以看出，I、Q軸坐標(biāo)是以等比級數(shù)排列

31、的，所以我們稱它為均勻星座圖。相反，圖7.4.8所示的星座圖稱為非均勻星座圖。非均勻星座圖在采用雙重糾錯方案的傳輸系統(tǒng)中經(jīng)常使用。請讀者注意區(qū)分這兩個圖中坐標(biāo)的不同刻度。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 圖 7.4.7 64QAM均勻星座圖第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 圖 7.4.8 64QAM非均勻星座圖第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 在進(jìn)行64QAM調(diào)制前，I和Q信號將先進(jìn)行升余弦平方根滾降濾波。滾降系數(shù)為0.15。下式定義了理論上的升余弦平方根滾降濾波：H(f)=1 (當(dāng)|f|fN(1+)時) (7.4.6)(當(dāng)fN(1)|f|fN(1+)時) (7.4.7) (7.4.8)式中：fN是奈奎斯特頻率

32、; 滾降系數(shù) =0.15; Ts為矩形脈沖寬度。12NBfTNN11( )sin222ffH ff第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 4. 64QAM 奈奎斯特基帶濾波器的特性奈奎斯特基帶濾波器的特性圖7.4.9給出了用最簡單的硬件實現(xiàn)奈奎斯特濾波器的模板。這個模板不僅考慮了數(shù)字濾波的設(shè)計極限，也顧及了來自系統(tǒng)模擬處理部件的人為因素(例如，D/A轉(zhuǎn)換、模擬濾波器等)。濾波器同帶內(nèi)的帶內(nèi)紋波rm值將提高到0.85fN，同時在奈奎斯特頻率中fN將降低0.4 dB。濾波器阻帶抑制將高于43 dB。在fN之內(nèi)濾波器應(yīng)保持群遲延波動值0.1Ts(ns)的線性相位。其中Ts=1/Rs為符號間隔。第7章 數(shù)字電視調(diào)

33、制和解調(diào) 圖 7.4.9 奈奎斯特濾波器的模板第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 奈奎斯特濾波器的模板參數(shù)詳見表7.4.3。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 數(shù)字有線電視采用與衛(wèi)星同樣的MPEG-2壓縮編碼的傳輸流。由于傳輸媒介采用的是同軸線，與衛(wèi)星傳輸相比外界干擾小，信號強度相對高些，所以前向糾錯碼保護(hù)中可以取消內(nèi)碼編碼。調(diào)制方式改成 64QAM方式，有時也可以采用 16QAM、32QAM或更高的 128QAM、256QAM。對于 QAM調(diào)制而言，傳輸信息量越高，抗干擾能力越低。在一個8 MHz 標(biāo)準(zhǔn)電視頻道內(nèi)，如果使用 64QAM，則所傳輸?shù)臄?shù)據(jù)速率為 38.5 Mb/s。D

34、VB-C在CATV網(wǎng)中的應(yīng)用實例見表7.4.4。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 7.5 /2旋轉(zhuǎn)不變旋轉(zhuǎn)不變QAM星座的獲得星座的獲得在數(shù)字電視信號傳輸中，接收端的相干載波是從收到的發(fā)送信號中提取的，由于信號集的布局不同，它可以在不同程度上產(chǎn)生相位不定度(phase ambiguity)。相位混淆程度與星座有關(guān)。當(dāng)提取的相干載波發(fā)生90、180、270相移時，這樣勢必造成后面譯碼的差錯。解決這個問題的主要途徑是將差分的概念應(yīng)用到QAM調(diào)制中去，使星座信號點的角度取決于相對差值，而與角度的絕對值不直接掛鉤。這種不受相干載波相位混淆的QAM星座稱為/2旋轉(zhuǎn)不變的QAM星座。

35、為獲得/2旋轉(zhuǎn)不變的QAM星座圖，每個符號的兩個最高有效位進(jìn)行差分編碼。根據(jù)差分編碼原理，不難看出，碼變換器的輸出IkQk與輸入AkBk符合表7.5.1所示的邏輯關(guān)系。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 根據(jù)表7.5.1可得到卡諾圖，如圖7.5.1所示。因此由圖7.5.1可得兩個MSB位的差分編碼如下： 注：上述邏輯式中“”表示異或(EXOR)，“”表示邏輯或(OR)，“”表示邏輯與(AND)，上畫線表示反轉(zhuǎn)。1111() ()() ()() ()() ()kkkkkkkkkkkkkkkkkkIABAIABAQQABBQABBI第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 圖 7.5.1 接

36、收端碼的卡諾圖第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 正如圖7.5.2所示，改變兩個MSB(即a1和b1)并根據(jù)表7.5.1中所示的規(guī)則，旋轉(zhuǎn)q個LSB可將象限中的星座點轉(zhuǎn)換到象限、中。也即用差分編碼得到的兩個最高位來規(guī)定信號矢量所處的象限，而其余比特用來規(guī)定每個象限中信號矢量的配置，并使這種配置呈現(xiàn)出/2的旋轉(zhuǎn)對稱性。這樣，就可以消除相位模糊度對解調(diào)的影響。從圖 7.5.3 可以清楚地看出，星座圖中如果移去兩個最高位不考慮，則相鄰兩個象限的配置呈現(xiàn)出/2 的旋轉(zhuǎn)對稱性。而兩個最高位正好確定它所處象限的位置。如圖7.5.3所示，a1b1的矢量安排滿足/2的旋轉(zhuǎn)不變的原則，第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 結(jié)果恢

37、復(fù)載波的相位無論是0、90、180、或270，解調(diào)輸出的矢量代碼將保持不變。當(dāng)=0時，根據(jù)圖中A點與I軸的位置關(guān)系，譯出其代碼為11。當(dāng)=90時，恢復(fù)載波與Q軸同相，此時A點與Q軸的位置關(guān)系相當(dāng)于A點和I軸的位置關(guān)系，解出的代碼仍為11?？梢耘卸ń庹{(diào)得到與a1b1相位模糊度無關(guān)。圖 7.5.3 表示的是16QAM調(diào)制符合/2的旋轉(zhuǎn)不變原則的星座圖。表7.5.2表示了圖 7.5.3 中第 象限星座點到星座圖中其它象限的轉(zhuǎn)換關(guān)系。32QAM、64QAM調(diào)制符合/2的旋轉(zhuǎn)不變原則的星座圖見圖7.5.4和圖7.5.5。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 圖 7.5.2 QAM調(diào)制中兩個最高位進(jìn)行差分編碼第7章

38、 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 圖 7.5.3 16QAM調(diào)制符合/2的旋轉(zhuǎn)不變原則的星座圖第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 圖 7.5.4 32QAM調(diào)制符合/2的旋轉(zhuǎn)不變原則的星座圖第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 圖 7.5.5 64QAM調(diào)制符合/2的旋轉(zhuǎn)不變原則的星座圖第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 7.6 Offset-QAM 數(shù)字調(diào)制技術(shù)數(shù)字調(diào)制技術(shù)1. Offset-QAM調(diào)制電路框圖調(diào)制電路框圖QAM調(diào)制廣泛應(yīng)用于數(shù)字有線電視網(wǎng)傳輸中。在此，介紹一種高精度數(shù)字QAM調(diào)制系統(tǒng)的硬件電路設(shè)計。整個系統(tǒng)基于LSI Logic公司生產(chǎn)的L64767 QAM 編碼芯片。L64767

39、QAM 編碼芯片是一個專用于衛(wèi)星電視接收系統(tǒng)的高集成化器件，具有QAM調(diào)制數(shù)字信號處理的全部功能。將數(shù)字衛(wèi)星接收下來的信號經(jīng)QPSK數(shù)字解調(diào)后，再送入L64767進(jìn)行QAM數(shù)字調(diào)制，調(diào)制后的信號可以送往數(shù)字有線電視網(wǎng)中。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 以這一芯片為基礎(chǔ)，加上輸入信號預(yù)處理電路、I/Q合成電路、D/A變換電路，就構(gòu)成了基帶數(shù)字QAM調(diào)制系統(tǒng)。整個系統(tǒng)可以接收來自MPEG-2傳輸編碼器或衛(wèi)星接收機的輸入數(shù)據(jù)，輸出的數(shù)據(jù)經(jīng)調(diào)諧電路可直接送到有線電視傳輸系統(tǒng)中。Offset-QAM調(diào)制電路框圖見圖7.6.1。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 圖 7.6.1 Offset-QAM調(diào)制電路框圖第7章

40、 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 該QAM全數(shù)字調(diào)制系統(tǒng)具有以下特點：(1) 可以對MPEG數(shù)據(jù)流進(jìn)行16、32、64、128或256QAM調(diào)制，也即調(diào)制系數(shù)是可以選擇的。(2) 對于I、Q信號進(jìn)行數(shù)字式合成。(3) 只需要一個數(shù)/模轉(zhuǎn)換器。(4) I、Q合成后直接連到中頻。(5) 可以下載QAM調(diào)制所需的奈奎斯特濾波系數(shù)。(6) 在濾波系數(shù)下載后，整個系統(tǒng)自行工作?？梢越邮胀獠縈PEG數(shù)據(jù)流，也可以用其內(nèi)部的偽隨機碼源產(chǎn)生一個比特流用于測試。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 由圖7.6.1可見，整個系統(tǒng)可分為以下幾個部分：(1) 輸入差分處理。這是QAM全數(shù)字調(diào)制系統(tǒng)的輸入部分，DVB兼容的信號通常來源于QP

41、SK解調(diào)器或MPEG視頻源。MPEG數(shù)據(jù)流可以是字節(jié)并行或比特串行格式。每一個輸入信號都是差分對的形式，所以先進(jìn)行差分處理，使數(shù)據(jù)由雙極性變換為單極性。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) (2) 偽隨機碼源。這一模塊要求執(zhí)行兩個功能： 切換輸入源到QAM調(diào)制器，完成輸入的重同步，產(chǎn)生偽隨機數(shù)據(jù)用于測試。 當(dāng)沒有外部數(shù)據(jù)輸入時，由偽隨機碼源PRBS產(chǎn)生周期性的偽隨機碼，用于系統(tǒng)測試QAM調(diào)制器的性能。隨機碼的生成多項式為。當(dāng)有外部數(shù)據(jù)輸入時，對輸入數(shù)據(jù)整形后送至后續(xù)的QAM數(shù)字調(diào)制器電路中。因此，這一模塊將包括一個數(shù)據(jù)源選擇電路，而內(nèi)、外數(shù)據(jù)源選擇的控制信號由微處理器電路提供。本實驗用一片CPLD來編程

42、實現(xiàn)這些功能。14151xx第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) (3) QAM調(diào)制。QAM調(diào)制模塊基于L64767芯片，它接收來自衛(wèi)星或PRBS的數(shù)據(jù)，并對輸入的數(shù)據(jù)進(jìn)行QAM調(diào)制所要求的一切數(shù)字信號處理過程，其輸出是兩路相互正交的10 bit信號I和Q。(4) I/Q合成電路。I/Q合成電路將QAM數(shù)字調(diào)制器L64767輸出的10 bit的I和Q信號合成為一路碼流。輸入數(shù)據(jù)率為符號時鐘，轉(zhuǎn)換器以4倍符號率對信號進(jìn)行過抽樣。將I、Q信號數(shù)字合成可以改善系統(tǒng)性能，并降低成本。因為傳統(tǒng)的合成信號的方法要用兩個DAC，分別對I、Q兩路信號進(jìn)行D/A變換，然后再將兩路模擬信號疊加。這樣，如果兩個DAC沒有完全

43、匹配, 將產(chǎn)生相位失真, 導(dǎo)致接收端誤比特率增加。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) (5) D/A變換電路。10 bit的DAC電路將數(shù)字I、Q合成信號變換成模擬信號。DAC本身是一個非線性器件，所以還要應(yīng)用補償電路進(jìn)行補償。本系統(tǒng)是在DAC之后使用模擬放大電路來進(jìn)行補償?shù)摹?6) LC濾波電路。LC濾波電路是一個帶通濾波器，可以消除數(shù)/模轉(zhuǎn)換過程中產(chǎn)生的高頻諧波分量。濾波器要設(shè)計成在整個濾波范圍內(nèi)的群遲延為線性，因為任何非線性濾波都將導(dǎo)致信號失真。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 2. Offset-QAM調(diào)制原理分析調(diào)制原理分析從L64767輸出的信號是兩路10 bit的I、Q數(shù)字信號，首先就要把這兩

44、路數(shù)字信號合為一路信號，再對一路合成數(shù)字信號進(jìn)行模/數(shù)轉(zhuǎn)換，將其變?yōu)槟MMQAM 信號，經(jīng)調(diào)諧發(fā)送至信道。這種I、Q信號的數(shù)字合成比傳統(tǒng)的QAM調(diào)制少用了一個D/A變換器，這樣可消除兩個DAC鎖相不穩(wěn)定造成的影響，提高了系統(tǒng)性能。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 設(shè)發(fā)信MQAM波形可表示為u(t) T=I(t)cos(2fct)+Q(t)sin(2fct)A/D變換器的抽樣速率為fs, 則相應(yīng)上式可用下述離散化形式表達(dá)：u(k) T=I(k)cos(2fc/fsk)+Q(k)sin(2fc/fsk) (0k+) (7.6.1)如果假設(shè)在每一周期中僅取4個等間隔樣點，即fs=4fc，則有 (7.6.2

45、) 而 可以表示為1，0，1，0，抽樣序列， 可以表示為0，+1，0，1，抽樣序列，相應(yīng)同相及正交樣本序列構(gòu)成的u(k)樣本序列即變成為以下形式： I1，Q2，I3，Q4，I5，Q6，I7，Q8，。( )( )cos( )sin22u kI kkQ kkcos2ksin2k第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 由此數(shù)字式調(diào)制過程即相當(dāng)于交替對I、Q兩路數(shù)據(jù)抽取樣值，并隔組求反，組成一個輸出序列，送至D/A變換器，轉(zhuǎn)換成模擬MQAM信號，即完成了此全數(shù)字調(diào)制處理。由以上分析，設(shè)計I、Q合成的電路即只要交替對L64767輸出的I、Q兩路數(shù)據(jù)抽取樣值，并隔組求反，組成一個輸出序列，就可將I、Q兩路數(shù)字信號合成

46、為一路。本系統(tǒng)I、Q合成電路的設(shè)計仍是用一片EPM7128實現(xiàn)。而對I、Q兩路數(shù)字信號抽取樣值并隔組求反的操作，用VHDL語言編程可輕易實現(xiàn)。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) I、Q兩路數(shù)據(jù)抽取樣值的過程及I、Q抽取樣值的合成過程詳見圖7.6.2。從該圖可以看出，正交調(diào)制的精度，即嚴(yán)格的/2關(guān)系，由對I、Q信號進(jìn)行抽樣來確保。而抽樣時鐘的精度可以做得很高，也就是確保了嚴(yán)格的正交關(guān)系，從某種意義上來說消除了相位模糊度，數(shù)字解調(diào)時不會造成誤碼，也即抗誤碼能力很強。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 圖 7.6.2 I、Q兩路數(shù)據(jù)抽取樣值的過程及I、Q抽取樣值的合成過程詳圖第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 7.7 M-

47、VSB(殘留邊帶殘留邊帶)數(shù)字調(diào)制技術(shù)數(shù)字調(diào)制技術(shù)1. 8-VSB的實現(xiàn)原理的實現(xiàn)原理美國地面廣播采用8-VSB數(shù)字調(diào)制。8-VSB的格狀編碼器、預(yù)編碼器、符號映射器如圖7.7.1所示。ATSC標(biāo)準(zhǔn)系統(tǒng)的 VSB傳輸模式采用 2/3(R=2/3)的格狀編碼(具有一個未編碼比特)，也即采用1/2的卷積編碼，將一個輸入碼編碼為兩個輸出比特，而另一個輸入比特則保持未編碼(見圖7.7.1中X1輸入，兩個Z0、Z1輸出)。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 圖 7.7.1 8-VSB格狀編碼器、預(yù)編碼器、符號映射器第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 數(shù)字調(diào)制采用的信號波形是 8電平(3 bit)一維的星座，采用相對簡單

48、的(短的) 4狀態(tài)格狀編碼器。長的格狀編碼會造成較長的突發(fā)差錯并需要更多的交織過程。如圖7.7.2所示，串行數(shù)據(jù)以每組3 bit輸入到串/并轉(zhuǎn)換器中，經(jīng)串/并轉(zhuǎn)換以后，送入D/A中，由數(shù)字信號變?yōu)槟M信號，然后送入調(diào)制器進(jìn)行幅度調(diào)制，調(diào)制后的信號最后經(jīng)殘留邊帶濾波后，則完成了殘留邊帶的調(diào)制過程。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 圖 7.7.2 8-VSB實現(xiàn)框圖第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 假設(shè)輸入的串行數(shù)據(jù)流速率為10 Mb/s，因此D/A變換器的輸入速率為(10/3)Mb/s。由信息論知識可得，1 Hz最高可傳輸PCM信號2 bit，所以它的基帶信號最高頻率為(7.7.1)由平衡調(diào)制原理知，調(diào)制后

49、的信號帶寬為(7.7.2)10/35 MHz= MHz235102 MHz= MHz33第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 若只考慮單邊帶(SSB)濾波，則SSB的頻譜利用率為(7.7.3) 殘留邊帶濾波器的頻率特性如圖7.7.3所示。10 Mb/s6 b/(s Hz)5 Mhz3第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 圖 7.7.3 殘留邊帶濾波器的頻率特性第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 從圖7.7.3可以看出，VSB讓一個邊帶全部通過，而另一個邊帶只殘留了一部分余跡。VSB比單邊帶SSB帶寬多一部分，因此其頻譜利用率降低。降低量由滾降系數(shù)決定，=fr/fH。一般，滾降系數(shù)取值為0.10.25，它表示殘留邊帶占信號

50、帶寬的多少。這里，我們?nèi)?.12，則可得8-VSB的頻譜利用率為660.125.3 b/(sHz) (7.7.4)第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 2. 16-VXB的實現(xiàn)原理的實現(xiàn)原理16-VSB原理與8-VSB基本相同，只是串行數(shù)據(jù)流以4 bit為一組送入D/A變換器中。進(jìn)行與上面相似的分析，可得16-VSB的頻譜利用率為(取滾降系數(shù)為0.11) 880.117.1 b/(sHz) (7.7.5)第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 7.8 OFDM數(shù)字調(diào)制技術(shù)數(shù)字調(diào)制技術(shù)1. OFDM調(diào)制的引出調(diào)制的引出在無線傳輸系統(tǒng)，特別是電視廣播系統(tǒng)中，由于城市建筑群或其它復(fù)雜的地理環(huán)境，發(fā)送的信號經(jīng)過反射、散射

51、等傳播路徑后，到達(dá)接收端的信號往往是多個幅度和相位各不相同的信號的疊加，使接收到的信號幅度出現(xiàn)隨機起伏變化，形成多徑衰弱。信號頻率選擇性的衰減，會導(dǎo)致信號畸變。在實際的移動通信中，多徑干擾根據(jù)其產(chǎn)生的條件大致可分為以下三類：第一類多徑干擾：是由于快速移動的用戶附近物體的反射形成的干擾信號，其特點是在信號的頻域上產(chǎn)生Doppler(多普勒)擴(kuò)散而引起的時間選擇性衰落。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 第二類多徑干擾： 是由于遠(yuǎn)處山丘與高大建筑物反射形成的干擾信號，其特點是信號在時域和空間角度上發(fā)生了擴(kuò)散，從而引起相對應(yīng)的頻率選擇性衰落和空間選擇性衰落。第三類多徑干擾： 是由于基站附近的建筑物和其它物體

52、的反射而形成的干擾信號，其特點是嚴(yán)重影響到天線的信號入射角分布，從而引起空間選擇性衰落。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 為了克服這三類多徑干擾而引起的三種不同的選擇性衰落，人們絞盡腦汁想盡了一切辦法，如：專門為克服由角度擴(kuò)散而引起的空間選擇性衰落的分集接收技術(shù); 專門為克服由多普勒頻率擴(kuò)散而引起的時間選擇性衰落的信道交織編碼技術(shù); 專門為克服由多徑傳播的時延功率譜的擴(kuò)散而引起頻率選擇性衰落的Rake接收技術(shù)等。現(xiàn)在采用多載波傳輸?shù)姆绞?，來研究如何克服由多徑傳播的時延功率譜的擴(kuò)散而帶來的頻率選擇性衰落。多載波傳輸?shù)母拍畛霈F(xiàn)于20世紀(jì)60年代。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 圖7.8.1是一種多載頻調(diào)制原

53、理框圖。設(shè)有L個載波，并有L個比特，每個比特對應(yīng)一個載波進(jìn)行正交調(diào)制，調(diào)制以后的頻譜可示于圖7.8.2。圖7.8.1中2L個子通道以1/T波特率同步工作。其中，第1L個子通道的輸入數(shù)據(jù)延遲T/2。這樣，在k信道和(Lk)信道中的基帶信號在載波頻率fk上進(jìn)行抑制載波的調(diào)幅，這里： fkf1(k1)f0 (1kL)f0代表波特率1/T。 因此，相鄰的載波頻率以波特率相間。這樣，第k個和第(kL)個信號形成第k級的QAM信號。滿足奈奎斯特準(zhǔn)則的濾波器G()不論在發(fā)送端或接收端都相同。我們把這種多載波正交調(diào)制稱做OFDM調(diào)制。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 圖 7.8.1 OFDM系統(tǒng)的一種實現(xiàn)方案第7章

54、 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 圖 7.8.2 OFDM信號頻譜第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 2. 多載頻到單載頻的解決方案多載頻到單載頻的解決方案 OFDM調(diào)制常要幾百或上千個載頻，這給實際應(yīng)用帶來了極大困難，Weinstein提出了一種利用離散傅里葉變換(DFT)來實現(xiàn)OFDM的方法使多載波概念變成單載波概念來處理，這大大地簡化了處理電路。設(shè)OFDM信號發(fā)射周期為0，T，在一個周期內(nèi)傳輸?shù)腘個符號為(C0，C1，CN1)，Ck為復(fù)數(shù)。因為第k個載波，所以合成的OFDM信號為 (7.8.1)120( )Re,0,ekNjf tkkX ttTC2ekjf t第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 在一般OFDM系統(tǒng)中

55、，fk選擇為fk=fc+kf (7.8.2)式中，fc為系統(tǒng)的發(fā)射載波，f為子載波間的最小間隔，一般取(7.8.3) ts為符號序列(C0，C1，CN1)的時間間隔，顯然，T=Nts。11sfTNt第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 將式(7.8.2)和式(7.8.3)代入式(7.8.1)得(7.8.4)其中：(7.8.5)為X(t)的低通復(fù)包絡(luò)。11j2()j2j200j2( )ReeRe (e)e Re ( ) ecccKKNNfttfTTkkkkfX ts tCC1j20( )eNKtTkks tC第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 如以為抽樣頻率對s(t)抽樣，0，T內(nèi)共有個樣值，則(7.8.6)可見

56、，以fs對s(t)抽樣所得的N個樣值Sn正是Ck的逆傅氏變換。因此OFDM系統(tǒng)可以這樣來實現(xiàn)： 在發(fā)送端，先由Ck的IDFT(離散傅里葉反變換)求得Sn，再經(jīng)過一低通濾波器即得所需的OFDM信號s(t); 在接收端，先對s(t)抽樣得到Sn，再對Sn求DFT(離散傅里葉變換)即得Ck。當(dāng)N=2m(m為正整數(shù))時，可用快速算法，實現(xiàn)極其簡單。這樣，把多載波概念轉(zhuǎn)換成基帶數(shù)字信號處理，實際調(diào)制時只釆用單載波，如圖 7.8.3 所示。ssft1sTNt1j20( ) (01)esNKtTknt ntkSS tnNC第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 圖 7.8.3 OFDM數(shù)字調(diào)制與解調(diào)(a) OFDM數(shù)字

57、調(diào)制; (b) OFDM數(shù)字解調(diào)第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 3. 消除碼間干擾的措施消除碼間干擾的措施由于OFDM信號的頻譜不是嚴(yán)格限帶，多徑傳輸引起線形失真，使得每個子信道的能量擴(kuò)散到相鄰信道，從而產(chǎn)生符號間的干擾。解決的方法是延長符號的持續(xù)時間或增加載波數(shù)量，使失真變得不是那么明顯。然而由于載波容量，多普勒效應(yīng)以及DFT大小的限制，這種方法很難實現(xiàn)。另一種防止符號間干擾的方法是周期性地加入保護(hù)間隔，在每個OFDM符號前面加入信號本身周期性的擴(kuò)展。符號總的持續(xù)時間Ttotal=T, 是保護(hù)間隔，T是有用信號的持續(xù)時間。當(dāng)保護(hù)間隔大于信道脈沖響應(yīng)或多徑延遲時，就可以消除符號間的干擾。由于加入保

58、護(hù)間隔會導(dǎo)致數(shù)據(jù)流量增加，因此通常小于T/4。帶有保護(hù)間隔的OFDM的時頻表示中，信號頻域重疊，在時域通過保護(hù)間隔分開，這種結(jié)構(gòu)符合電視廣播信道的特性，如圖7.8.4所示。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 圖 7.8.4 采用保護(hù)間隔的OFDM的時頻表示第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 4. OFDM的時域表示的時域表示 (1) OFDM時域原理示意圖。圖7.8.5所示為OFDM時域原理示意圖。(2) OFDM時域原理解釋。 輸入為高速串行信息數(shù)據(jù)碼元1，2，N，經(jīng)過串并的S/P變換后為N路低速碼元，再分別調(diào)制在N個正交子載波上，最后在時域波形上相加合并發(fā)送至信道。 實際發(fā)送的并行碼元信號周期TpNTs，

59、即大于串行信息碼元周期的N倍，而為給定信號帶寬的B中所選用的子載波數(shù)。 N越大，實際發(fā)送的并行碼元信號周期Tp(NTs)就越長，抗符合間串?dāng)_(ISI)的能力也就越強。同時OFDM信號的功率譜也就越逼近理想低通特性。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 圖 7.8.5 OFDM時域原理示意圖第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 圖7.8.6所示為N=16的OFDM信號功率譜密度圖，圖中縱坐標(biāo)為歸一化頻率。為了比較，圖中也給出了BPSK的歸一化功率譜密度。第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 圖 7.8.6 OFDM歸一化功率譜第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 5. OFDM的等效頻域表示的等效頻域表示(1) 數(shù)學(xué)表達(dá)式。 由前面O

60、FDM的時域表示，我們可以直接給出相應(yīng)的等效頻域表達(dá)式，即矩陣表達(dá)式為R=HS+N (7.8.7)其中： R為接收信號矩陣，R=(R1R2)T; H為信道矩陣，反映信道的復(fù)衰落系數(shù)，H為KcKc，則Kc為并行子系統(tǒng)(子載波)數(shù); S為信源矩陣，S=(S1S2 )T; N為疊加性高斯白噪聲(AGWN)，N=(N1N2 )T (7.8.8)cKRcKRcKR第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) 信道矩陣H由于采用了Kc個正交子載波，則有(7.8.9) H為一對角線矩陣，而對角線上的元素Hn(n=1，2，Kc)表示每個子信道的平坦衰落系數(shù)。1200cKHHHH第7章 數(shù)字電視調(diào)制和解調(diào) (2) OFDM系統(tǒng)的