小功率調頻發(fā)射機高頻課程設計154870981

1、高頻電子線路課程設計高頻電子線路課程設計 設計課題：設計課題：小功率調頻發(fā)射小功率調頻發(fā)射機機- 1 - / 29摘摘 要要調頻發(fā)射機目前處于快速發(fā)展之中，在很多領域都有了很廣泛的應用。它可以用于演講、教學、玩具、防盜監(jiān)控等諸多領域。這個實驗是關于小功率調頻發(fā)射機工作原理分析與其安裝調試，通過這次實驗我們可以更好地鞏固和加深對小功率調頻發(fā)射機工作原理和非線性電子線路的進一步理解。學會基本的實驗技能，提高運用理論知識解決實際問題的能力。本課設結合 Proteus 軟件來對小功率調頻發(fā)射機電路的設計與調試方法進行研究。Proteus 軟件能實現(xiàn)從電學概念設計到輸出物理生產數據，以與這之間的所有分析

2、、驗證、和設計數據管理。今天的 Proteus 軟件已不是單純的設計工具，而是一個系統(tǒng) ，它覆蓋了以仿真為核心的全部物理設計。使用Proteus、等計算機軟件對產品進行輔助設計在很早以前就已經成為了一種趨勢，這類軟件的問世也極提高了設計人員在機械、電子等行業(yè)的產品設計質量與效率。本課題的設計目的是要求掌握最基本的小功率調頻發(fā)射系統(tǒng)的設計與安裝對各級電路進行詳細地探討，并利用 Proteus 軟件仿真設計了一個小功率調頻發(fā)射機。目錄一、設計任務- 3 -二、主要性能指標- 4 -三、電路組成方案- 5 -四、設計方法- 6 -4.1 振蕩級- 6 -4.2 緩沖級- 9 -4.3 功率輸出級-

3、10 -4.4 總的原理圖設計- 11 -五、測試結果- 13 -六、心得與體會- 14 -七、參考文獻- 15 -實驗元器件清單- 16 -一、設計任務一、設計任務1、確定電路形式，選擇各級電路的靜態(tài)工作點，畫出電路圖。2、計算各級電路元件參數并選取元件。- 2 - / 293、測試結果。4、調試并測量電路性能。二、主要性能指標二、主要性能指標1中心頻率012fMHz2頻率穩(wěn)定度 0/10ff3. 最大頻偏 10mfKHz 4輸出功率 30ApmW5. 天線形式 拉桿天線（75 歐姆）6. 電源電壓 9ccVV三、電路組成方案三、電路組成方案擬定整機方框圖的一般原則是，在滿足技術指標要求的前

4、提下，應力求電路簡單、性能穩(wěn)定可靠。單元電路級數盡可能少，以減小級間的相互感應、干擾和自激。在實際應用中，很多都是采用調頻方式，與調頻相比較，調頻系統(tǒng)有很多的優(yōu)點，調頻比調幅抗干擾能力強，頻帶寬，功率利用率大等。調頻可以有兩種實現(xiàn)方法，一是直接調頻，就是用調制信號直接控制振蕩器的頻率，使其按調制信號的規(guī)律線性變化。令一種就是間接調頻，先對調制信號進行積分，再對載波進行相位調制。兩種調頻電路性能上的一個重大差別是受到調頻特性非線性限制的參數不同，間接調頻電路提供的最大頻偏較小，而直接調頻可以得到比較大的頻偏。實用發(fā)射電路方框圖 ( 實際功率激勵輸入功率為 1.56mW) 由于本題要求的發(fā)射功率P

5、o不大，工作中心頻率f0也不高，因此晶體管的參量影響與電路的分布參數的影響不會很大，整機電路可以設計得簡單些，設組成框圖如圖所示，各組成部分的作用是：- 3 - / 29 1 1 倍倍 2020 倍倍 2020 倍倍 (1)LC 調頻振蕩器：產生頻率f0=5MHz 的高頻振蕩信號，變容二極管線性調頻，最大頻偏f=75kHz，整個發(fā)射機的頻率穩(wěn)定度由該級決定。(2)緩沖隔離級：將振蕩級與功放級隔離，以減小功放級對振蕩級的影響。因為功放級輸出信號較大，當其工作狀態(tài)發(fā)生變化時（如諧振阻抗變化） ，會影響振蕩器的頻率穩(wěn)定度，使波形產生失真或減小振蕩器的輸出電壓。整機設計時，為減小級間相互影響，通常在中

6、間插入緩沖隔離級。緩沖隔離級電路常采用射極跟隨器電路。(3)高頻小信號放大器：為末級功放提供激勵功率。如果發(fā)射功率不大，且振蕩級的輸出能夠滿足末級功放的輸入要求，功率激勵級可以省去。(4)末級功放 將前級送來的信號進行功率放大，使負載（天線）上獲得滿足要求的發(fā)射功率。如果要求整機效率較高，應采用丙類功率放大器，若整機效率要求不高如%50A而對波形失真要求較小時，可以采用甲類功率放大器。但是本題要求%50A，故選用丙類功率放大器較好。所以，通常小功率發(fā)射機采用直接調頻方式，它的組成框圖如圖 3-1 所示。圖 3-1其中高頻振蕩級主要是產生頻率穩(wěn)定、中心頻率符合指標要求的正弦波信調頻振蕩級緩沖級輸

7、出功率級圖 1-2 實用調頻發(fā)射機組成方框圖調制信號LC 調頻振蕩器緩沖隔離功率激勵末級功放1.25mW1.25mW25mW500mW0dB13dB13dB- 4 - / 29號，且其頻率受到外加調制信號電壓調變；緩沖級主要是對調頻振蕩信號進行放大，以提供末級所需的激勵功率，同時還對前后級起有一定的隔離作用，為避免級功放的工作狀態(tài)變化而直接影響振蕩級的頻率穩(wěn)定度；功放級的任務是確保高效率輸出足夠大的高頻功率，并饋送到天線進行發(fā)射。四、設計方法四、設計方法4.14.1 振蕩級振蕩級（1）振蕩電路的選擇振蕩電路主要是產生頻率穩(wěn)定且中心頻率符合指標要求的正弦波信號，目前應用較為廣泛的是三點式振蕩電路

8、和差分對管振蕩電路。三點式振蕩電路又可分為電感和電容三點式振蕩電路，由于是固定的中心頻率，因而采用頻率穩(wěn)定度較高的克拉撥振蕩電路來作振蕩級。其電路原理圖如圖 4.1-1 所示?？死瓝苷袷庪娐放c電容三點式電路的差別，僅在回路中多加一個與 C2、C3 相串接的電容 C6，回路的頻率，1f2cLC克拉撥振蕩電路的頻穩(wěn)度大體上比電容三點式電路高一個量級。由于是調頻發(fā)射機，其頻率受到外加調制信號電壓調變，因此，回路中的電抗要能夠跟調制信號的改變而改變，應用一可變電抗器件，它的電容量或電感量受調制信 圖 4.1-1號控制，將它接入振蕩回路中，就能實現(xiàn)調頻。最簡便、最常用的方法是利用變容二極管的特性直接產生

9、調頻波，因要求的頻偏不大，故采用變容 二極管部分接入振蕩回路的直接調頻方式。其原理電路如圖 4.1-2 所示，它具有工作頻率高、固定損耗小和使用方便等優(yōu)點。變容二極管 Cj 通過耦合電容 C1并接在 LCN回路的兩端，形成振蕩回路總容的一部分。 因而，振蕩回路的總電容 C 為：- 5 - / 29（4-1）jNCCC圖 4.1-2 振蕩頻率為： （4-2）)(2121jNCCLLCf加在變容二極管上的反向偏壓為：(4-3)高頻振蕩，可忽略調制電壓直流反偏OQRVV變容二極管利用 PN 結的結電容制成，在反偏電壓作用下呈現(xiàn)一定的結電容（勢壘電容） ，而且這個結電容能靈敏地隨著反偏電壓在一定圍變化

10、，其關系曲線稱曲線，如圖 4.1-3 所示。jCR由圖可見：未加調制電壓時，直流反偏所對QV應的結電容為。當調制信號為正半周時，變容jC二極管負極電位升高，即反偏增加時，變容二極管的電容減小；當調制信號為負半周時，變容二極jC管負極電位降低，即反偏減小時，增大，其變化jC具有一定的非線性，當調制電壓較小時，近似為工作在曲線的線性段，將隨調制電壓線性jCRjC變化，當調制電壓較大時，曲線的非線性不可忽略，它將給調頻帶來一定的非線性失真。 圖 4.1-3 我們再回到圖 4.1-2，并設調制電壓很小，工作在 CjVR曲線的線性段，- 6 - / 29暫不考慮高頻電壓對變容二極管作用。設圖 4.1-3

11、 用調制信號控制變容二極管結電容 （4-tVVQQRcos4）由圖 4.1-3 可見：變容二極管的電容隨 R變化。即： （4-5）tCCCmjQjcos可得出此時振蕩回路的總電容為 （4-tCCCCCCmjQNjNcos6）由此可得出振蕩回路總電容的變化量為： （4-7）tCCCCCCmjjQNcos由式可見：它隨調制信號的變化規(guī)律而變化，式中mC的是變容二極管結電容變化的最大幅值。我們知道：當回路電容有微量變化C時，振蕩頻率也會產生的變化，其關系如下：fCCff210 （4-8）式中，是未調制時的載波頻率；是調制信號為零時的回路總電容，顯0f0C然 （4-jQNoCCC9）由公式（4-2）可

12、計算出中心頻率：0f)(210jQNCCLf （4-10）將（4-8）式代入（4-9）式，可得：tftCCftfmcoscos)/(21)(00 （4-11）頻偏：mCCff)/(2100 （4-12）振蕩頻率： （4-13）tfftfftfoocos- 7 - / 29由此可見：振蕩頻率隨調制電壓線性變化，從而實現(xiàn)了調頻。其頻偏與f回路的中心頻率 f0成正比，與結電容變化的最大值 Cm 成正比，與回路的總電容 C0成反比。 （2） 、參數計算根據前面的介紹，可以設計出如圖的振蕩電路，其中 R4 用來提供直流交流負反饋。設計中 D1 為變容二極管，我們選用 910AT 型變容二極管，其容量變化

13、可以從幾十 PF 到 100 200PF因此 C7 數值接近于 Cj 的高端值，若假設 C7足夠大，接近短路，而 C8 也逐漸增大，從幾個 PF 增加到十幾個 PF，此時 C增大，則振蕩頻率減小，同時靜態(tài)調制特性會發(fā)生變化，所以綜合以上因素，C7,C8的選擇對靜態(tài)調制特性影響比較顯著，所以我們選擇 C7 為 220PF 的電容，C8 選擇 47PF 的電容。 由，7j807j8CCCCCC +C +C: 以與 Cj的性質，我們選擇 C2為100PF,C3為 220PF,C6為 220PF.利用 R7,R8對 D1變容管加反偏電壓，工作電壓為 9V，R7,R8可選用為27K,則反偏電壓為 4.5

14、V。R1,R2為三極管基極偏置電阻，均選用 10KR4 ,R5為負反饋電阻，選擇較小的電阻即可，我們選用 R4為 12,R5為K。因為 fosc=12MHz,由 （4-14）LCfosc21設 C0為 C2，C3與 C6串聯(lián)值,，由于 910 變容二極管在023652pfCCCC:偏置電壓 4.5 的情況下 Cj 較小，大概為十幾 pf，先不考慮 Cj 的值，所以并接在 L1上的回路總電容為（4-15）7j807j8CCCCC91pfC +C +C: - 8 - / 29所以電感 L1為（4-16）12osc1L1.93uHC2 f:4.24.2 緩沖級緩沖級因為本次實驗對該級有一定的增益要求

15、，而中心頻率是固定的，因此用 LC并聯(lián)回路作負載的小信號放大器電路。緩沖放大級采用諧振放大，L2和 C10諧振在振蕩載波頻率上。若通頻帶太窄或出現(xiàn)自激則可在 L2兩端并聯(lián)上適當電阻以降低回路 Q 值。該極工作于甲類以保證足夠的電壓放大。對緩沖級管子的要 roscf35 f:CCBR CEOV2V所以可選用普通的小功率高頻晶體管，如 3804 等。另外，, bQeQBEVV+VIcQI若取流過偏置電阻 R9,R10的電流為 I1=10IbQ則R10=VbQ/I1, R8=(Vcc-VbQ)/I1所以選 R10,R8均為 10K.為了減小緩沖級對振蕩級的影響，射隨器與振蕩級之間采用松耦合，耦合電容

16、 C9可選為 180pf.對于諧振回路 C10,L2,由 圖 4.2-1MHzLCfosc1221故本次實驗取 C10為 100PF，1022osc1L1.76 HC2 fu:所以，緩沖級設計電路為圖 4.2-1 所示。4.34.3 功率輸出級功率輸出級為了獲得較大的功率增益和較高的集電極功率，設計中采用共發(fā)射極電路，同時使其工作在丙類狀態(tài)，組成丙類諧振功率放大器由設計電路圖知 L3、C12 - 9 - / 29和 C13為匹配網絡，與外接負載共同組成并諧回路為了實現(xiàn)功率輸出級在丙類工作，基極偏置電壓 VB3應設置在功率管的截止區(qū)同時為了加強交流反饋，在T3的發(fā)射極串接有小電阻 R14在輸出回

17、路中，從結構簡單和調節(jié)方 圖 4.3-1便考慮，設計采用 型濾波網絡，如圖 4.3-1。L3，C12，C13構成 型輸出，Q3 管工作在丙類狀態(tài)，調節(jié)偏置電阻可以改變 Q3 管的導通角。導通角越小，效率越高,同時防止 T3 管產生高頻自激而引成回路用來實現(xiàn)阻抗匹配并進行濾波，即將天線阻抗變換為功放管所要求的負載值，并濾除不必要的高次諧波分量。 在選擇功率管時要求0cmPPmaxcmcIiCCBR CEOV2Vroscf35 f:綜上可知，我們選擇 Q3804 功率管由于要使功放級工作在丙類，就要使，解得1212130.7ccBBEVRVVvRR:，為了使功放的效率較大，可以減小 Q313128

18、.3RR管的導通角，這里取 R13=11R12，第二級集電極的輸出電流已經擴大了幾十倍，為防止第三級的輸入電流過大而燒壞三極管，需要相應的增大第三級的輸入電阻。取 R13=220K，R12=20K，改變 R14可調整放大倍數，取較小的反饋電阻有利于提高增益，因為選定，所1212139*200.7520220ccBVRVvRR:以發(fā)射極電壓 VE為 0.05V，因此 R14可選為100。由于,LRLQe3312osctffLC且 ,一般取 Qe = 81012131213tCCCCC所以 32121312131LC C2 fC +C解得：L3=1.06H 圖 4.3-2 計算得，C13680PF

19、，C12220PF，功放級的電路設計如圖 4.3-2 所示。- 10 - / 29丙類功率放大器(末級功放)設計發(fā)射機的輸出應具有一定的功率才能將信號發(fā)射出去，但是功率增益又不可能集中在末級功放，否則電路性能不穩(wěn)，容易產生自激。因此要根據發(fā)射機的各組成部分的作用，適當地合理地分配功率增益。如果調頻振蕩器的輸出比較穩(wěn)定，又具有一定的功率，則功率激勵級和末級功放的功率增益可適當小些。功率激勵級一般采用高頻寬帶放大器，末級功放可采用丙類諧振功率放大器。緩沖級可以不分配功率。功率增益如圖 2-1 所示。僅從輸出功率 Po500mW 一項指標來看，可以采用寬帶功放或乙類、丙類功放。由于還要求總效率大于

20、50%，故采用一級寬帶放大器加一級丙類功放實現(xiàn)，其電路形式如圖 2-1 所示。圖 2-1 末級丙類功放電路前級功率放大輸入- 11 - / 291、基本關系式如圖 2-1 所示，丙類功率放大器的基極偏置電壓-VBE是利用發(fā)射機電流的分量 Ie0在射極電阻 R14上產生的壓降來提供的，故稱為自給偏壓電路。當放大器的輸入信號 Vi 為正弦波時，集電極的輸出電流 iC為余弦脈沖波。利用諧振回路 LC 的選頻作用可輸出基波諧振電壓uc、電流 iC1。(1)集電極基波電壓的振幅Ucm= Icm1RP式中，Icm1為集電極基波電流的振幅；RP為集電極負載阻抗。(2)輸出功率 PoPo= Ucm.Icm1=

21、 Ucm2/(2 RP)(3)直流功率 PvPv= Vcc.Ic0(4)集電極耗散功率 PTPT= Pv- Po(5)集電極的效率= Po/ Pv(6)集電極電流分解系數 ()n()= Icmn/icmmax(7)導通角 bmBBonUVU cos（ 一般取oo8060 ）2、確定丙類放大器的工作狀態(tài)為了獲得較高的效率和最大的輸出功率 Po，選丙類放大器的工作狀態(tài)為臨界狀態(tài)，=700，功放管為 3DA1。3DA1 的參數如表4-1 所示。表 2-1 3DA1 參數表PCMICMVCEShfefTAP1W750mA1.5V1070MHz13dB- 12 - / 29(1) 最佳匹配負載25.11

22、0pR25.1105 . 0*2)5 . 112(2)(22PoVVRCESccp(2)由 Po=0.5 Ucm.Icm1= Ucm2/(2 RP)可得：設集電極輸出電壓Ucm=9V(3)集電極基波電流振幅：Icm1=Po/(0.5*Ucm)=111.1mA(4)集電極電流最大值 Icm= Icm1/1(700)=111.1/0.44=252.5mA(5)集電極電流直流分量 Ic0= Icm*0(700)=252.5*0.25=63.125mA(6)電源供給的直流功率 Pv= Vcc* Ic0=757.5mW(7)集電極的耗散功率 PT=Pv-Po=757.5-500=257.5mW(小于 P

23、CM =1W),顧管子達到最大功率是不會燒壞(8)總效率=Po/Pv=500/757.5=66%(9)若設本級功率增益 Ap=13dB(20 倍)，則輸入功率Pi=Po/Ap=25mW輸入功率 Pi=25mW(10)基極余弦脈沖電流的最大值 Ibm(設晶體管 3DA1 的 =20)Ibm= Icm/=12.6mA(11)基極基波電流的振幅 Ibm1= Ibm1(700)=12.6*0.44=5.55mA(12)基極電流直流分量 Ib0= Ibm0(700)=21.45*0.25=3.15mA(13)基極輸入電壓的振幅 Ubm=2Pi/ Ibm1=9.4V(14)丙類功放的輸入阻抗8644. 0

24、*)70cos1 (25)()cos1 (01bbirZ3、計算諧振回路與耦合回路的參數(1)最佳匹配負載 RL=51輸出變壓器線圈匝數比 N5/N3(解決最佳匹配負載問題)- 13 - / 2968. 011051235pLLoRRUcmRPNN取 N5=2，N3=3。(2)令諧振回路電容 C11=100pF則諧振回路電感 LuHCfL1010*100*)10*5*14. 3*2(1)2(112261120(4)輸出變壓器初級線圈總匝數比 N=N3+N4高頻變壓器與高頻電感的磁芯應采用鎳鋅(NXO)鐵氧體，而不能采用硅鋼鐵芯，因其在高頻工作時鐵損耗過大。NXO-100 環(huán)形鐵氧體作高頻變壓器

25、磁芯時，工作頻率可達十幾兆赫茲。若采用外徑*徑*高度=10mm*6mm*5mm 的 NXO-100 環(huán)來繞制輸出耦合變壓器，由公式HNlALcmcmmH322/210*4式中，=100H/m 為磁導率；N 為變壓器初級線圈匝數；A=25mm2為磁芯截面積；l=25mm 為平均磁路長度。計算得 N=8，則 N4=5或eRLWNNL05則9225110528. 650NeRLWNL，e取值 210，上述公式取 2。需要指出的是，變壓器的匝數 N3、N4、N5 的計算值只能作為參考值，由于分布參數的影響，與設計值可能相差較大。為調整方便，通常采用磁芯位置可調節(jié)的高頻變壓器。4、基極偏置電路(1)發(fā)射

26、極電阻 R14由公式bmBBonUVU cos可得，VUUVobmonBB5 . 270cos. 9.47 . 0cosVIIVceBB5 . 2RR14014084.39R14取標稱值 40R15(2)高頻旁路電容 C12=0.01uF。(3)高頻扼流圈 ZL2=47uH。(4)可變電容 CT=(520)pF。- 14 - / 295、元件清單CT=(520)pF ZL2=47uH C12=0.01uF 40R14C11=100pF uHL10 N3=5，N4=3, N5=2 、3DA1 管子2.22.2 小信號功率放大器小信號功率放大器( (功率激勵級功率激勵級) )設計設計因為本次實驗對

27、該級有一定的增益要求，而中心頻率是固定的，因此用 LC 并聯(lián)回路作負載的小信號放大器電路。緩沖放大級采用諧振放大，L2和 C10諧振在振蕩載波頻率上。若通頻帶太窄或出現(xiàn)自激則可在 L2兩端并聯(lián)上適當電阻以降低回路 Q 值。 2-2 小信號功率放大可選用普通的小功率高頻晶體管，如 9018 等 1、計算電路參數(1) 對于諧振回路 C10,L2,由 本次課題MHzLCfosc521C10 取 100pF 則 uHCfL1010*100*)10*5*14. 3*2(1)2(112261020(2)有效輸出功率 PH與輸出電阻 RH放大器的輸出功率 PH應等于下級丙類功放的輸入功率經緩沖隔離后已調波

28、輸入小信號功率放大輸出- 15 - / 29Pi=25mW，其輸出負載 RH等于丙類功放的輸入的輸入阻抗|Zi|=86。即PH=25mW RH=86(3)設集電極電壓振幅 Ucm 與等效負載電阻HR若取功放的靜態(tài)電流 ICQ=ICm=8mA，則Ucm= 2Po /ICQ=2Po /ICm=6.25V7802 .7812PoUcmR2H(4)高頻變壓器匝數比 N1/N2321HHRRNN取變壓器次極線圈匝數 N2=2，則初級線圈匝數 N1=6。(5)發(fā)射極直流負反饋電阻 R13取標稱值 65075.64386 . 025. 61213mAVIVUcmVccRCQCES(6)功放輸入功率 Pi本級

29、功放采用 3DG130 晶體管，若取功率增益 AP=13dB(20 倍)，則輸入功率mWAPoPPi25. 1/(7)功放輸入阻抗 Ri (取 25bbr)交負交負RRrRbbi*202520若取交流負反饋電阻為 20，則425iR(8)本級輸入電壓振幅 UimVPRUiiim0 . 110*25. 1*425*2232、計算電路靜態(tài)工作點(1)BQV、BQIVRIVCQEQ15. 575.643*10*8313VVVEQBQ87. 57 . 0mAIICQBQ4 . 020/8/(2)R11、R12 (I1=510 倍 IBQ )若取基極偏置電路的電流 I1=10BQI=10*0.4mA=4

30、mA，則kmAVIVRBQBQ46. 10 . 487. 51012- 16 - / 29取標稱值 R12=1.5k。kmAVIVVccRBQ53. 10 . 487. 512111為了調節(jié)電路的靜態(tài)工作點，R11可由標稱值為 1 k 的電阻與2k 的電位器成。(3)高頻旁路電容 C10=0.02uF。(4)輸入耦合電容 C9=0.02uF。此外,還可以在直流電源 VCC 支路上加高頻電源去耦濾波網絡,通常采用 LC 的 型低通濾波器。電容可取 0.01uF,電感可取 47uH的色碼電感或環(huán)形磁芯繞制。還可在輸出變壓器次級與負載之間插入 LC 濾波器，以改善負載輸出波形。3、元件清單C9=0.

31、02uF C10=0.02uF R12=1.5K電位器kkR20 . 111 N1=6， N2=2 R14=650 3DG130 管子2013R2.32.3 緩沖隔離級電路緩沖隔離級電路( (射極輸出器射極輸出器)設計設計從振蕩器的什么地方取輸出電壓也是十分重要的。一般盡可能從低阻抗點取出信號，并加入隔離、緩沖級如射極輸出器，以減弱外接負載對振蕩器幅度、波形以與頻率穩(wěn)定度的影響。射極輸出器的特點是輸入阻抗高，輸出阻抗低，放大倍數接近于 1。1、電路形式由于待傳輸信號是高頻調頻波，主要考慮的是輸入抗高，傳輸系數大且工作穩(wěn)定。選擇電路的固定分壓偏置與自給偏壓相結合，具有穩(wěn)定工作點特點的偏置電路。如

32、圖 2-3 所示。射極加 RW2可改變輸入阻抗。- 17 - / 29圖 2-3 射極輸出器電路2、估算偏置電路元件(1)已知條件：Vcc=+12V，負載電阻 RL=425(寬帶放大器輸入電阻)，輸出電壓振幅等于高頻寬帶放大器輸入電壓振幅，即Uom=1V，晶體管為 3DG100（3DG6） 。3DG100 的參數如表 3-2 所示。表 2-2 3DG100 參數表PCMICMVCEShfefTAP100mW30mA30200150MHz0=60。晶體管的靜態(tài)工作點應位于交流負載線的中點，一般取 UCEQ=7V，ICQ=(310)mA。根據已知條件選取 ICQ=5mA,，VCEQ=0.6Vcc=

33、7V，則kmAVVcVRREQccw0 . 15712IIVCQCQEQ210(2)R10、Rw2：取 R10=500，Rw2為 1k 的電位器。(3) R8、R9已調波輸入經緩沖隔離后已調波輸出- 18 - / 29VEQ=7.0VVBQ= VEQ+0.7=7.7VIBQ=ICQ/0 =83.3uAkIVRBQBQ9109取標稱值 R9=9k。kIVVRBQBQcc1 . 5108取標稱值 R8=5.1k。(4)輸入電阻 Ri若忽略晶體管基取體電阻的影響，有（RL=425）kRRRRRRLwi75. 2|)(|)|(21098(5)輸入電壓 Uim.VPRUiiim6 . 210*25. 1

34、*2750*223(6)耦合電容 C8、C9為了減小射極跟隨器對前一級電路的影響，C8的值不能過大，一般為數十 pF，這里取 C8=20pF，C9=0.02uF。3、元件清單C8=20pF C9=0.02uF kR1 . 58kR99R10=500 Rw2為 1k 的電位器晶體管為 3DG1002.42.4 調頻振蕩器設計調頻振蕩器設計調頻振蕩電路的作用是產生頻率MHzfo5的高頻振蕩信號。變容二極管為線性調頻，最大頻偏。發(fā)射機的頻率穩(wěn)定度由kHzfm75該級決定。調頻振蕩器電路如圖 2 -4 示。- 19 - / 29圖 2-4 調頻振蕩器電路 LC 調頻振蕩器是直接調頻電路，是利用調制信號

35、直接線性地改變載波瞬時頻率。如果為 LC 振蕩器，則振蕩頻率主要取決于諧振回路電感和電容。將受到調制信號控制的可變電抗與諧振回路連接，就可以使振蕩頻率按調制信號規(guī)律變化，實現(xiàn)直接調頻。1、LC 振蕩器主要技術指標：工作中心頻率：f0=5MHz；最大頻偏：f=75KHz；頻率穩(wěn)定度：小時/10*5/400ff(1)確定電路形式，設置靜態(tài)工作點本題對頻率穩(wěn)定度off /要求不是很高，故選用圖 1-7 所示的改進型電容三點式振蕩器與變容二極管調頻電路。(2)三點式振蕩器設計：基極偏置電路元件R1、R2、R3、R4、C1的計算已調波輸出調制信號輸入- 20 - / 29圖中，晶體管 V1 與 C2、C

36、3、C4、C5、Cj、L1組成改進型電容三點式振蕩器，V1為共基組態(tài)，C1 為基級耦合電容。其靜態(tài)工作點由 R1、R2、R3、R4共同決定。晶體管 V1 選擇 3DG100，其參數見表 2-2 所示。小功率振蕩器的集電極靜態(tài)工作電流ICQ一般為(14)mA。ICQ偏大，振蕩幅度增加，但波形失真嚴重，頻率穩(wěn)定性降低。ICQ偏小對應放大倍數減小，起振困難。為了使電路工作穩(wěn)定，振蕩器的靜態(tài)工作點取,VVCEQ6,測得三極管的mAICQ360。mARRRRVVccICEQcQ36124343由(1-3)可得 R3+R4=2k，為了提高電路的穩(wěn)定性，R4的值可適當增大，取 R4=1k，則 R3=1k。V

37、kmARIVVVcQBEBQEQ31*34VVRRRVccRRRVEQBQ7 . 37 . 012212212uAmAIIcQBQ0 .5060/3/為了提高電路的穩(wěn)定性，取流過電阻 R2上的電流mAIIBQ5 . 0102kmAVIVRBQ4 . 55 . 07 . 222取標稱值 R2=5.5k。據公式KRVVRVRRRVBQCCCCBB1 .12) 1(21212則得R1=12.1K實際運用時 R1取 10k 電阻與 20k 電位器串聯(lián)，以便調整靜態(tài)工作點。C1為基極旁路電容，可取 C1=0.01uF。C8=0.01uF,輸出耦合電容。- 21 - / 292、調頻電路設計變容二極管利用

38、 PN 結的結電容制成，在反偏電壓作用下呈現(xiàn)一定的結電容（勢壘電容） ，而且這個結電容能靈敏地隨著反偏電壓在一定圍變化，其關系曲線稱曲線，如圖所示。 圖 2-5 jCR曲線 jCR由圖可見：未加調制電壓時，直流反偏所對應的結電容為。QVjC當調制信號為正半周時，變容二極管負極電位升高，即反偏增加時，變容二極管的電容減小；當調制信號為負半周時，變容二極管負jC極電位降低，即反偏減小時，增大，其變化具有一定的非線性，jC當調制電壓較小時，近似為工作在曲線的線性段，將隨調制jCR電壓線性變化，當調制電壓較大時，曲線的非線性不可忽略，它jC將給調頻帶來一定的非線性失真。 調頻電路由變容二極管 Cj和耦

39、合電容 C5組成，R6和 R7為變容二極管提供靜態(tài)時的反向偏置電壓 VQ，VccRRRVQ767。R5為隔離電阻，為了減小調制信號 Ui對 VQ的影響，一般要求 R5遠遠大于 R6和 R7。C6和高頻扼流圈 ZL1對 Ui相當于短路，C7為濾波電容。變容二極管 Cj通過 C5部分接入振蕩回路，有利于提高主振頻率0f的穩(wěn)定性，減小調制失真。變容二極管的接入系數jCCCp55，式中，Cj為變容二極管的結電容，它與外加電壓的關系為)1 (0DjUuCCj ( Cj0為變容管 0 偏時結電容,UD 為其 PN 結建電位差, 為變容指數) 變容二極管參數選擇測變容二極管的VCj特性曲線，設置合適的靜態(tài)工

40、作點QV。本題給定變容二極管為 2CC1C，并取變容管靜態(tài)反向偏壓VVQ4，由特性曲線可得變容管的靜態(tài)電容pFCjQ75。- 22 - / 29計算主振回路元件值：C2、C3、C4、C5、L1C2、C3、C4、C5、Cj、L1組成并聯(lián)諧振回路，其中 C3兩端的電壓構成振蕩器的反饋電壓，滿足相位平衡條件。比值 C2/ C3=F，決定反饋系數的大小，F(xiàn) 一般取 0.1250.5之間的值。為了減小晶體管極間電容對振蕩器振蕩頻率的影響，C2、C3的值要大。如果 C4取幾十皮法，則 C2、C3在幾百皮法以上。因接入系數jCCCp55，一般接入系數1p，為減小振蕩回路輸出的高頻電壓對變容晶體管的影響，p值

41、應取小，但p值過小又會使頻偏達不到指標要求，可以先取p=0.2。則pFppCCj75.182 . 0175*2 . 015 ，取標稱值pFC205。 （VQ=-4V 時 Cj =75pF）若取 C4=20pF， 電容 C2、C3由反饋系數F與電路條件C2C4、C3C4決定，若取 C2=330pF，由F= C2/ C3= 0.1250.5 取C3=750pF。則靜態(tài)時諧振回路的總電容為)(752075*2020*554554323243232pFCCCCCCCCCCCCCCCCCCCCjQjQjQjQQ代入元件值可得pFCQ78.35由公式MHzCLfQo5211可得uHL2878.35*254

42、11計算調頻電路元件值變容管的靜態(tài)反偏壓QV由電阻6R與7R分壓決定，即 VccRRRVQ767已知VVQ4，若取kR107，則kR206。- 23 - / 29實際運用時kR206可用 10k 電阻與 47k 電位器串聯(lián)，以便調整靜態(tài)偏壓QV。隔離電阻R5應遠大于R6、R7，取R5=150k。低頻調制信號 Ui的耦合支路電容C6與電感 ZL1應對 Ui提供通路，一般的頻率為幾十赫至幾十千赫茲，故取uFC7 . 46，uHZL471（固定電感） 。高頻旁路電容C7應對調制信號 Ui呈現(xiàn)高阻，取pFC51007。3、計算調制信號的幅度為達到最大頻偏的要求，調制信號的幅度mU，可由kHzfm75下

43、列關系式求出。 QomCCff21因 式中，QC靜態(tài)時諧振回路的總電容，即pFCCCCCCCCCCCCCCCjQjQQ78.35*554323243232則回路總電容的變化量 pFfCfCoQm. 1.045000/78.35752/2變容管的結電容的最大變化量 pFpFpCCj5 . 32 . 0/14. 0/22由變容二極管 2CC1C 的VCj特性曲線可得，當VVQ4時，特性曲線的斜率VpFVCkcj/5 .12/，故調制信號的幅度VkcCUjm28. 05 .12/5 . 3/則調制靈敏FS為 VkHzUfSmmF/7 .3528. 0/10/4、元件清單- 24 - / 29C1=0

44、.01uFC1=0.01uF、R1R1 為為 10K+20K10K+20K 電位器、電位器、R2=5.5KR2=5.5K、R3=1KR3=1K、R4=1K3DG100R4=1K3DG100 管子、管子、C2=330PFC2=330PF、C3=750PFC3=750PF、C4=20PFC4=20PF、C5=20PFC5=20PF、L1=28uHL1=28uH、2CCIC2CCIC 變容二變容二極管、極管、C8=0.01uFC8=0.01uF、C6=4.7uFC6=4.7uF、C7=5100pFC7=5100pF、ZL1=47uHZL1=47uH、R5=150KR5=150K、R6=2R6=2 K

45、K、R7=10KR7=10K。4.44.4 總的原理圖設計總的原理圖設計考慮到變容二極管偏置電路簡單起見，采用共基電路。因要求的頻偏不大，故采用變容二極管部份接入振蕩回路的直接調頻方式。R1、R2、R3、R4、R5 為T1 管的偏置電阻。采用分壓式偏置電路既有利于工作點穩(wěn)定，且振蕩建立后自給負偏置效應有籃球振蕩幅度的穩(wěn)定。一般選為 3mA 左右，太小不易起振，CI太大輸出振蕩波形將產生失真。調節(jié) C9、CP 可使高頻線性良好。R7、R9 為變容二極管提供直流偏置。調制音頻信號加到變容二極管改變振蕩頻率實現(xiàn)CL調頻。振蕩電壓經電容 C10 耦合加至 T2 緩沖放大級。T2 緩沖放大級采用諧振放大

46、，L2 和 C11 應諧振在振蕩載波頻率上。如果發(fā)現(xiàn)通過頻帶太窄或出現(xiàn)自激可在 L2 兩端并聯(lián)上適當電阻以降低回路 Q 值。該級可工作于甲類以保證足夠的電壓放大。- 25 - / 29R210KC100.022UFC110.022UFC200.1UFC2247PFC9220PFC1247PFC14180PFC15100PFR10100R1227KR410KR9100R51.2KC17680PFC13220PFC210.1UFL3100uHL4100uHR1615R15200KC16100PFQ32N3804R8100R1420KQ22N3804R13470R310KR1127KQ12N3804L2100uHC8220PFC7220PFC6100PFR712R61KC50.01UFR110KC181000PFL1100uHC190.1UFT3 管工作在丙類狀態(tài)，既有較高的效率，同時可以防止 T3 管產生高頻自激而引起的二次擊穿損壞。調節(jié)偏置電阻可改變 T3 管的導通角。L3、L4、C15和 C16 構成型輸出回路用來實現(xiàn)阻抗匹配并進行濾波，即將天線阻抗變換為功放管所要求的負載值，并濾除不必要的高次諧波分量。常用的輸出回路還有 L 型、T 型以與雙調諧回路等。圖