三相逆變器控制算法詳細(xì)設(shè)計(jì)報(bào)告

1、 目錄1 - INTRODUCE61.1 - Background61.2 - Referenced documents61.2.1 - Internal documents61.2.2 - External documents62 - 系統(tǒng)主電路及控制框圖73 - DQPLL設(shè)計(jì)83.1 - 鎖相環(huán)控制模型83.2 - 控制器參數(shù)設(shè)計(jì)123.2.1 - C(s)、F(s)的設(shè)計(jì)123.2.2 - 全通濾波器A(S)設(shè)計(jì)144 - INV控制設(shè)計(jì)164.1 - 控制器模型164.2 - 控制器參數(shù)設(shè)計(jì)174.2.1 - 電流內(nèi)環(huán)參數(shù)設(shè)計(jì)184.2.2 - 電壓外環(huán)參數(shù)設(shè)計(jì)194.2.3 - 仿

2、真結(jié)果215 - BOOST控制設(shè)計(jì)245.1 - TL-BOOST特性分析245.2 - 控制器設(shè)計(jì)265.2.1 - 電流環(huán)設(shè)計(jì)285.2.2 - 電壓環(huán)設(shè)計(jì)295.3 - 仿真結(jié)果306 - 孤島檢測316.1 - 孤島效應(yīng)316.2 - 電網(wǎng)模型特性316.3 - 孤島檢測原理326.4 - 相位擾動(dòng)法336.5 - MATLAB仿真376.5.1 - 仿真1：386.5.2 - 仿真2：396.5.3 - 仿真3：416.6 - 多機(jī)并網(wǎng)情況下孤島檢測416.6.1 - 雙機(jī)仿真1：436.6.2 - 雙機(jī)仿真2：466.6.3 - 雙機(jī)仿真3：487 - MPPT設(shè)計(jì)507.1 -

3、 MPPT的功能507.2 - 擾動(dòng)觀察法507.3 - 改進(jìn)的擾動(dòng)觀察法517.4 - MPPT 放在BOOST前面MATLAB仿真：517.4.1 - 仿真1：517.4.2 - 仿真2：527.4.3 - 仿真3：537.4.4 - 仿真4：537.4.5 - 仿真4：547.4.6 - 小結(jié)547.5 - 再改進(jìn)：547.5.1 - 仿真1547.5.2 - 仿真2557.5.3 - 仿真3567.5.4 - 仿真4561 - 系統(tǒng)主電路及控制框圖圖2-1 主電路圖圖2-2系統(tǒng)框圖設(shè)計(jì)規(guī)格輸入電壓：430900VDC；輸出電壓：400VAC；功率等級(jí)：50KW；開關(guān)頻率：8kHz；輸出

4、頻率：50/60Hz。2 - DQPLL設(shè)計(jì)2.1 - 鎖相環(huán)控制模型在理想情況下，三項(xiàng)市電的相電壓可表示為： （3-1）三項(xiàng)相電壓由abc靜止坐標(biāo)系到復(fù)平面坐標(biāo)系的轉(zhuǎn)換關(guān)系為： （3-2）復(fù)平面坐標(biāo)系再到dq同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的坐標(biāo)變換關(guān)系為： （3-3）其中，上式（3-3）中的同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系變換用到的即為市電鎖相角。將(3-1),(3-2)代入(3-3)，可以計(jì)算出同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的電壓分量為： (3-4)從(3-4)式可以看出，旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的電壓分量可以反映出市電真實(shí)相位角和鎖相角之間的誤差信息，因此，通過求取旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的向量和，就可以間接知道市電相角與鎖相角之間的誤差信息，經(jīng)控制其C(

5、s) 后得到頻率調(diào)節(jié)量，然后與標(biāo)稱頻率疊加經(jīng)積分得到鎖相角。標(biāo)稱頻率作為前饋控制量其作用是提高調(diào)節(jié)速率，縮小控制調(diào)節(jié)量的變換范圍。這樣利用圖3-1所示的閉環(huán)控制，就可以達(dá)到鎖相的目的。圖3-1 閉環(huán)鎖相控制框圖利用3-4式中的關(guān)系式，如果很小，可以將圖1所示的鎖相控制回路在平衡點(diǎn)處線性化后簡化為圖2所示的控制模型框圖。這樣，所想系統(tǒng)就是一個(gè)典型的線性控制問題，通過設(shè)計(jì)合理的控制器C（s）就可以獲得期望的鎖相性能。圖3-2 簡化后的鎖相控制框圖圖3-2所示的控制回路閉環(huán)傳函為： （3-5）從式（3-5）可以看出，若設(shè)計(jì)控制器C（s）為簡單的比例控制，則閉環(huán)系統(tǒng)是穩(wěn)定的慣性環(huán)節(jié)，對(duì)于理想的階躍輸入

6、，系統(tǒng)沒有穩(wěn)態(tài)誤差。然而，由于控制器本身不含積分作用，回路中的積分量是因?yàn)轭l率與角度之間的積分關(guān)系產(chǎn)生的，所以若在積分環(huán)節(jié)之前存在常值干擾，則控制器無法消除干擾所產(chǎn)生的穩(wěn)態(tài)誤差。另外，采用比例控制，閉環(huán)控制回路為一階系統(tǒng)，其在高頻干擾抑制方面以及動(dòng)態(tài)特性的調(diào)整上也不如二階系統(tǒng)好。所以為了提高控制性能，控制器C(s)一般多設(shè)計(jì)成比例積分PI型調(diào)節(jié)器，其表達(dá)式如下： （3-6）將式(3-6)代入(3-5)中，整理后可以得到閉環(huán)系統(tǒng)傳遞函數(shù)的標(biāo)準(zhǔn)形式為： (3-7)其中，。對(duì)于式(3-7)所示的閉環(huán)系統(tǒng)，其特性由PI控制器的參數(shù)Kp和Ki所決定，目的是要兼顧系統(tǒng)跟蹤市電相位角的速度與抑制諧波及噪聲干

7、擾能力。對(duì)于上述系統(tǒng)的PI參數(shù)選擇，有很多標(biāo)準(zhǔn)方法可以直接應(yīng)用，最為簡單有效的設(shè)計(jì)原則是將系統(tǒng)的阻尼比設(shè)計(jì)在，并根據(jù)閉環(huán)系統(tǒng)的帶寬要求確定自然頻率。對(duì)于帶寬的選擇，這里主要取決于系統(tǒng)抑制市電諧波及噪聲干擾的需要。過高的系統(tǒng)帶寬會(huì)降低系統(tǒng)的穩(wěn)定裕度，并有可能導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定。在實(shí)際情況下，市電并非理想的三相平衡正弦電壓，受到電網(wǎng)上非線性負(fù)載干擾因素的影響，市電電壓上通常都含有大量的諧波成份。并且三相電壓還會(huì)有不平衡現(xiàn)象以及因采樣不準(zhǔn)導(dǎo)致的電壓偏移等問題，這些因素都會(huì)使前面提到的鎖相方法的性能受到很大影響。對(duì)于市電上的高次諧波影響，一般可以通過降低閉環(huán)系統(tǒng)的設(shè)計(jì)帶寬，增加濾波器來解決。對(duì)于市電的不平

8、衡性以及電壓偏移等問題導(dǎo)致的低次諧波影響，通過降低系統(tǒng)帶寬來抑制低次諧波就會(huì)使系統(tǒng)的響應(yīng)速度變得非常遲鈍，無法滿足相位角的動(dòng)態(tài)跟蹤要求，可采用基于正序分量（Positive Sequence Component）提取的解決思路。 圖3-3是基于正序分量提取的改進(jìn)型閉環(huán)鎖相控制框圖，與圖3-1所示的基本形閉環(huán)鎖相控制框圖相比，該鎖相方法增加了正序分量提取環(huán)節(jié)，另外，為了更好地抑制市電電壓諧波對(duì)鎖相精度的影響，控制回路中還加入了一級(jí)具有低通濾波特性的補(bǔ)償器F(s)。圖3-3 基于正序分量提取的改進(jìn)型閉環(huán)鎖相控制框圖對(duì)于具有不平衡性的三相市電相電壓，其正序分量的提取計(jì)算公式如下： （3-8）其中，或

9、為了方便計(jì)算，可將式（3-8） 重新整理如下： （3-9）上式中的j可以理解為90度相移，它可以通過全通濾波器(All pass filter)來實(shí)現(xiàn)。一階全通濾波器的傳遞函數(shù)形式為： （3-10）全通濾波器的分子與分母為共軛向量，模值為1，因此輸入信號(hào)經(jīng)全通濾波器后幅值保持不變，但相位隨頻率不同而產(chǎn)生不同的相移。對(duì)于式 ( 3-10) 的一階全通濾波器，其相位隨頻率從0°變到-180°。2.2 - 控制器參數(shù)設(shè)計(jì)對(duì)于圖3-3所示的閉環(huán)鎖相系統(tǒng)，需要設(shè)計(jì)的補(bǔ)償器有C(s)、F(s)以及全通濾波器A(s)。在這里，由于要考慮低通濾波器F(s)對(duì)系統(tǒng)閉環(huán)控制特性的影響，所以采用

10、簡單的頻率域校正法設(shè)計(jì)控制參數(shù)。下面以相電壓為220（RMS），頻率為60Hz的三相市電為例來設(shè)計(jì)閉環(huán)鎖相控制系統(tǒng)的具體參數(shù)。2.2.1 - C(s)、F(s)的設(shè)計(jì)根據(jù)圖2，若C(s)為式6所示的PI控制器，則在不加入濾波器F(s)前的系統(tǒng)開環(huán)傳函為： （3-11）其中，。 顯然，式（3-11）在高頻處的幅值衰減斜率為-20db/dec，而一般好的控制系統(tǒng)都希望在高頻處有至少-40db/dec的衰減斜率，這樣有利于提高系統(tǒng)抑制高頻干擾的能力。為了使設(shè)計(jì)的控制器不過于復(fù)雜，這里將F(s)設(shè)計(jì)成一階低通濾波器，也就是說，開環(huán)系統(tǒng)將增加一個(gè)極點(diǎn)，這樣，系統(tǒng)的幅頻特性曲線在高頻處的衰減斜率就變成了-

11、40db/dec。增加低通濾波器后的系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)為： （3-12）其中，為低通濾波器F(s)的截止頻率。針對(duì)一個(gè)控制系統(tǒng)，在設(shè)計(jì)參數(shù)前必須明確具體的設(shè)計(jì)目標(biāo)。在這里，初步希望閉環(huán)系統(tǒng)的超調(diào)量不大于20%，閉環(huán)截止角頻率大約在60Hz（377rad/s）處。由于式(3-12)是典型的最小相位系統(tǒng)，其幅頻和相頻特性曲線大致形狀如圖3-4所示，所以下面采用基本的頻率域校正原則來確定控制參數(shù)。圖3-4 典型系統(tǒng)的頻率特性曲線首先，根據(jù) （3-13）將20% 超調(diào)量的時(shí)域指標(biāo)近似換算成頻率域指標(biāo)，阻尼系數(shù)為0.46。再根據(jù)公式 （3-14）求得相角裕度48.5°，這里為了增加裕度，取，諧振

12、峰值Mr可由 （3-15）或Mr=1/sinr求得。由相角裕度可以求出開環(huán)頻率曲線在中頻區(qū)的寬度為： （3-16）如果基于閉環(huán)諧振峰值最小這一原則設(shè)計(jì)控制器，也就使說將閉環(huán)諧振峰值放在相角裕度最大的位置，則可以確定： ， （3-17）最后還需要確定的參數(shù)是Kp。由于上述系統(tǒng)中，閉環(huán)截止角頻率與開環(huán)截止角頻率很接近，所以根據(jù)設(shè)計(jì)要求可以取，且在截止角頻率處有： (3-18 )結(jié)合式(11)中增益K的表達(dá)式可以得到： （3-19）基于以上方法設(shè)計(jì)出的控制參數(shù)具體值為：Kp=1.16，Ti=0.0113，2=665rad/s（同樣的方法算出在50Hz的截止頻率時(shí)Kp=1.01，Ti=0.0135，2

13、=554rad/s）。根據(jù)式（3-12）所示傳函以及計(jì)算所得參數(shù)得到的 波特圖3-5：圖3-5 波特圖為了消除系統(tǒng)“爬行”現(xiàn)象，需要將1增大，即讓1更接近截止頻率c，這樣調(diào)整后的系統(tǒng)相角裕度又會(huì)減小，導(dǎo)致超調(diào)量的增大，因此還需要使2遠(yuǎn)離截止頻率c來增加相角裕度。最終調(diào)整后的參數(shù)值為Ti=0.0082，2=942rad/s。2.2.2 - 全通濾波器A(S)設(shè)計(jì)全通濾波器A（s）的作用是產(chǎn)生90度的相移，對(duì)于式 (3-10) 所示的一階全通濾波器，其模值恒等于1，其相角為： （3-20）所以設(shè)計(jì)在50Hz頻率處產(chǎn)生90°相移的全通濾波器為： (3-21)在60Hz頻率處產(chǎn)生90

14、6;相移的全通濾波器為： (3-22)在正序分量提取過程中沒有對(duì)市電電壓上的諧波進(jìn)行抑制，但考慮到閉環(huán)控制回路本身就具有低通特性，對(duì)高次諧波已經(jīng)具有抑制能力。該方法最主要的缺點(diǎn)是全通濾波器對(duì)市電頻率變換沒有自適應(yīng)能力，因此在市電頻率偏離基準(zhǔn)頻率是不能產(chǎn)生準(zhǔn)確的90°相移。仿真顯示，在47.5Hz和51.5Hz兩個(gè)邊界值時(shí)，最大相位移不到2°，功率因數(shù)在0.999以上，這個(gè)誤差還是完全可以接受的。3 - INV控制設(shè)計(jì)3.1 - 控制器模型逆變部分(INV) 完成對(duì)并網(wǎng)電壓電流的控制，通過控制并網(wǎng)電流繼而控制電壓。采用電壓電流雙環(huán)控制，電壓外環(huán)負(fù)責(zé)維持穩(wěn)定的直流BUS電壓；電

15、流內(nèi)環(huán)的控制是系統(tǒng)的關(guān)鍵，利用它來控制并網(wǎng)電流的幅值和頻率。本部分描述逆變電路的建模和雙環(huán)控制器的設(shè)計(jì)。圖4-1 INV結(jié)構(gòu)圖 (4-1)將d軸定義在輸出電壓矢量方向，根據(jù) (4-2)進(jìn)行坐標(biāo)變換，可推導(dǎo)出 (4-3)忽略，把它當(dāng)作擾動(dòng)量，認(rèn)為瞬時(shí)電流完全由BUS電容提供，將BUS電容電壓作為常量來處理，對(duì)上式做拉氏變換： (4-4)對(duì)、解偶后可以分別進(jìn)行控制；期望為0，以消除無功分量；上式變?yōu)?(4-5)可作為電壓電流雙環(huán)控制模型中電壓外環(huán)的傳遞函數(shù)。為消除耦合效應(yīng)，對(duì)d、q軸電流環(huán)路進(jìn)行解耦控制，解耦后的矩陣表達(dá)式為： (4-6)對(duì)上式進(jìn)行拉氏變換： (4-7)市電d、q分量和作為擾動(dòng)要進(jìn)

16、行前饋補(bǔ)償，據(jù)此得出d、q軸電流內(nèi)環(huán)傳遞函數(shù)表達(dá)式： （4-8）INV模塊可示意為：圖4-2 INV模型3.2 - 控制器參數(shù)設(shè)計(jì)INV采用電壓電流雙環(huán)控制策略，電壓外環(huán)控制的目的是控制逆變器的直流母線電壓，穩(wěn)定的直流電壓可以減少對(duì)網(wǎng)側(cè)交流電流的干擾，提高電能的質(zhì)量，也利于功率器件的耐壓保護(hù)。電流內(nèi)環(huán)分別對(duì)d、q、0軸電流回路進(jìn)行控制。D軸通道控制有功功率輸出，Q軸通道控制無功功率輸出，0通道負(fù)責(zé)0序電流分量，以控制BUS充放電平衡。在電壓外環(huán)中，以為被控制對(duì)象，程序里需要乘以這個(gè)系數(shù)進(jìn)行補(bǔ)償，在電壓電流控制回路中加入低通濾波器?？刂骗h(huán)路如圖4-3示：圖4-3 控制器模型3.2.1 - 電流內(nèi)

17、環(huán)參數(shù)設(shè)計(jì)控制器采用PI，開環(huán)傳遞函數(shù)為：其中。設(shè)計(jì)控制目標(biāo)為閉環(huán)系統(tǒng)的超調(diào)量不超過20%，閉環(huán)截止頻率在1.5KHz處，按照高階系統(tǒng)中時(shí)域和頻域指標(biāo)之間的換算關(guān)系，中頻帶寬度求得為7.5，可以求得參數(shù)值： rad/s=9420*2/8.5=2216 rad/s =9420*15/8.5=16623 rad/s 在截止頻率處有L取1.2，可計(jì)算得9420*1.2*=11.311.3*2216=25040電感內(nèi)阻取0.5，可得如圖4-4所示Bode圖：圖4-4 電流環(huán)波特圖3.2.2 - 電壓外環(huán)參數(shù)設(shè)計(jì)加入低通濾波器F(s)后，系統(tǒng)的傳遞函數(shù)形式為其中為F(s)的截止頻率，閉環(huán)截止頻率設(shè)計(jì)為電

18、流環(huán)截止頻率的1/10，即150Hz（942rad/sec），超調(diào)量不超過20%，取中頻帶寬度為11，電容取3900/2uf，設(shè)計(jì)出的控制參數(shù)為：= 942*1.950e-3=1.84 = 6.369e-3= 942/6*1.84=289= 1727圖4-5 電壓環(huán)波特圖當(dāng)閉環(huán)截止頻率設(shè)計(jì)為電流環(huán)截止頻率的1/10，即150Hz（942rad/sec）;當(dāng)閉環(huán)截止頻率設(shè)計(jì)為電流環(huán)截止頻率的1/5, 即300Hz（1884rad/sec），超調(diào)量不超過20%，取中頻帶寬度為11，電容取2*5600 uf，設(shè)計(jì)出的控制參數(shù)為：= 942*5.6e-3= 5.3= 942/6 = 157= 5.3*

19、157 = 832= 942*22/12 = 1727圖4-5-2 電壓環(huán)波特圖3.2.3 - 仿真結(jié)果BOOST和INV開關(guān)頻率分別設(shè)為12KHz和8KHz.首先鎖相環(huán)開始工作，在0.01s處BOOST開始工作，BOOST輸出接兩個(gè)25KW假負(fù)載，0.02s處開始啟動(dòng)INV并卸掉一個(gè)假負(fù)載，0.025s處卸掉第二個(gè)假負(fù)載，0.03s處開始啟動(dòng)MPPT。輸入電壓參考值為500V，BUS電壓參考值750V。BUS電壓如圖5-9, 正負(fù)BUS電壓如圖4-6, 并網(wǎng)電流如圖4-7。圖4-6 正負(fù)BUS電壓圖4-7 逆變輸出電流從圖5-9以及圖4-7可看出，電壓環(huán)路控制器和電流環(huán)控制器能較穩(wěn)定地控制B

20、US電壓和并網(wǎng)電流，但是由于正負(fù)BUS的不平衡，并網(wǎng)電流的THDi值高達(dá)6以上，需要做BUS差環(huán)控制。對(duì)BUS差進(jìn)行補(bǔ)償控制后，BUS差 減小了一半以上，控制在12V左右的范圍里，THDi 下降到THDi=3.8。正負(fù)BUS電壓以及輸出電流波形如圖4-8和圖4-9所示：圖4-8 加入BUS差環(huán)控制后的正負(fù)BUS電壓圖4-9 加入BUS差環(huán)控制后的逆變輸出電流4 - BOOST控制設(shè)計(jì)4.1 - TL-BOOST特性分析BOOST DC-DC變換電路完成最大功率跟蹤（MPPT）或BUS穩(wěn)壓控制。MPPT放在此環(huán)節(jié)時(shí)，系統(tǒng)通過MPPT尋找出光伏陣列最大功率點(diǎn)，給出控制信號(hào)，再通過偵測對(duì)PV電壓，即

21、BOOST輸入電壓做閉環(huán)控制，同時(shí)對(duì)BOOST電感電流做反饋控制。圖5-1 三電平BOOST拓?fù)淦渲?PV輸出電流；-PV輸出電壓；-正負(fù)BUS電壓和；-經(jīng)過電感的電流；、-BOOST電感值；-BUS電容值。對(duì)三電平輸出BOOST電路，在正負(fù)bus負(fù)載一致的情況下需要生成兩路占空比一致的交錯(cuò)PWM波，以交錯(cuò)使正負(fù)bus充放電，在PV電壓高于450V，BUS電壓控制在低于900V時(shí)，雙管工作占空比在0.5以下，典型的PWM波形如下圖示。圖5-2 PWM驅(qū)動(dòng)波形以及變化關(guān)系BOOST電路有4種工作階段（狀態(tài)）：狀態(tài)a：上管導(dǎo)通，給BUS-充電，電感電流上升。圖5-3（a） BOOST電路工作狀態(tài)意

22、圖狀態(tài)b：兩管都不導(dǎo)通，給BUS+以及BUS-充電，電感放電。圖5-3（b） BOOST電路工作狀態(tài)意圖狀態(tài)c：上管導(dǎo)通，給BUS+充電，電感電流上升。圖5-3（c） BOOST電路工作狀態(tài)意圖狀態(tài)d與狀態(tài)b完全一樣。在一個(gè)開關(guān)周期里，輸入輸出電壓傳遞函數(shù)與占空比的關(guān)系滿足4.2 - 控制器設(shè)計(jì)在我們的系統(tǒng)中，MPPT算法放在BOOST中實(shí)現(xiàn)，BOOST控制PV電壓，BUS電壓由INV控制。 BOOST直接控制輸入PV電壓時(shí)，以輸入電容電壓和電感電流為狀態(tài)變量，這時(shí)候描述電路的狀態(tài)空間方程如下：階段1（0），上管導(dǎo)通，這時(shí)狀態(tài)方程為： （5-1）階段2（），雙管都不導(dǎo)通，這時(shí)狀態(tài)方程為： （5

23、-2）階段3（0.5），與階段1類似；階段4（），與階段2類似；列出狀態(tài)空間平均模型： （5-3）對(duì)上式做拉氏變換： （5-4）于是可以看出、及占空比之間的關(guān)系。以為擾動(dòng)量，得出電壓外環(huán)傳遞函數(shù)： (5-5)以為擾動(dòng)量，則電流內(nèi)環(huán)表達(dá)式為 (5-6)控制對(duì)象模型可表示為圖5-4 控制對(duì)象模型MPPT模塊計(jì)算出BOOST電路輸入電壓的參考值Vref，外環(huán)為電壓環(huán)，使BOOST輸入電壓跟蹤MPPT的輸出Vref，并給出電流內(nèi)環(huán)BOOST輸入電流的參考值；電流內(nèi)環(huán)希望通過實(shí)時(shí)采樣的反饋控制占空比的變化。希望擾動(dòng)量對(duì)系統(tǒng)產(chǎn)生的干擾能被抑制，故在控制中采用前饋補(bǔ)償策略，對(duì)和所產(chǎn)生的影響進(jìn)行補(bǔ)償，建立的控

24、制框圖如圖5-5示：圖5-5 BOOST控制框圖在電流內(nèi)環(huán)中，按照上圖對(duì)控制對(duì)象ed/2Ls進(jìn)行控制器設(shè)計(jì)，也可以以1/2Ls為被控對(duì)象，在程序里對(duì)ed進(jìn)行補(bǔ)償，這樣做的好處是當(dāng)BUS電壓控制目標(biāo)改變時(shí)，只需要調(diào)整ed為相應(yīng)的值，而不需要對(duì)控制器本身進(jìn)行改動(dòng)。為防止誤差信號(hào)突變對(duì)電路的影響，控制回路中還加入了一級(jí)LPF特性的補(bǔ)償器F(S)。最終得到的控制框圖如圖5-6，下面根據(jù)控制框圖分別對(duì)電流內(nèi)環(huán)和電壓外環(huán)的控制器進(jìn)行具體設(shè)計(jì)。圖5-6 調(diào)整后的BOOST控制框圖4.2.1 - 電流環(huán)設(shè)計(jì)在設(shè)計(jì)時(shí)，根據(jù)一般的工程經(jīng)驗(yàn)，來確定控制指標(biāo)。其中電流環(huán)的截止頻率采用1.5KHz，中頻帶寬度h對(duì)控制系

25、統(tǒng)的動(dòng)態(tài)品質(zhì)起決定作用，h越大超調(diào)量越小，但h過大會(huì)使擾動(dòng)作用下的恢復(fù)時(shí)間延長；h小則超調(diào)量大，動(dòng)態(tài)性能下降；綜合考慮下，可選擇h=511。電流環(huán)會(huì)影響到直流電壓的跟蹤能力和功率變化時(shí)的抗干擾能力。在系統(tǒng)中采用常規(guī)PI控制校正方法。在未加低通濾波器F(S)前電流內(nèi)環(huán)控制回路的開環(huán)傳遞函數(shù)表達(dá)式： (5-7)其中，令，并加入截止頻率的低通濾波器后，系統(tǒng)的傳函形式為： (5-8)此傳函形式與INV電壓外環(huán)傳函形式一致，同理可得 = 9420*2*225e-6= 4.2=4.2/(4.5*e-4)= 9.2e3= 2200= 16624圖5-7 電流環(huán)波特圖4.2.2 - 電壓環(huán)設(shè)計(jì)為了方便控制器的

26、設(shè)計(jì)，將電流環(huán)看作單位1，電壓外環(huán)的控制器閉環(huán)截止頻率設(shè)計(jì)為電流環(huán)截止頻率的1/3，即500Hz（3140rad/s），超調(diào)量不超過30%。采用與上類似的設(shè)計(jì)方法，選擇PI調(diào)節(jié)器作為系統(tǒng)校正的方式?？刂苹芈返拈_環(huán)傳遞函數(shù)表達(dá)式： （5-9）其中，令，系統(tǒng)的傳函形式為： （5-10）采用與電流環(huán)一樣的計(jì)算方法，其中中頻帶寬h取9，設(shè)計(jì)出的參數(shù)：= 3140/5= 628= 1.6e-3=3140*(550/2)*e-6= 0.87=0.87/(1.6*e-3)= 543圖5-8 電壓環(huán)波特圖4.3 - 仿真結(jié)果首先鎖相環(huán)開始工作，在0.01s處BOOST開始工作，BOOST輸出接兩個(gè)25KW假負(fù)

27、載，0.02s處開始啟動(dòng)INV并卸掉一個(gè)假負(fù)載，0.025s處卸掉第二個(gè)假負(fù)載，0.03s處開始啟動(dòng)MPPT。輸入電壓參考值為500V，BUS電壓參考值750V。圖5-9中4個(gè)波形分別為PV電壓參考值，PV電壓實(shí)際值，BUS電壓參考值，BUS電壓實(shí)際值。BOOST控制器能較好地跟蹤PV電壓參考值。圖5-9 BOOST輸入輸出電壓5 - 孤島檢測5.1 - 孤島效應(yīng)孤島效應(yīng)是指并網(wǎng)型逆變器在電網(wǎng)斷電時(shí)仍繼續(xù)對(duì)電網(wǎng)供電的狀態(tài)。太陽能供電系統(tǒng)而言，在孤島現(xiàn)象發(fā)生時(shí)，由于其失去電力網(wǎng)絡(luò)電壓作為參考信號(hào)；所以電力轉(zhuǎn)換器的輸出電壓、電流及頻率將出現(xiàn)不穩(wěn)定的情況；若未及時(shí)將其切離系統(tǒng)，會(huì)造成某些敏感性負(fù)載受

28、到損害。另外，由于此分布式系統(tǒng)仍然持續(xù)獨(dú)立供電給負(fù)載，也可能造成維修人員觸電的危險(xiǎn)。孤島現(xiàn)象的偵測是很有必要的。5.2 - 電網(wǎng)模型特性太陽能逆變器并網(wǎng)連接示意圖如圖6-1所示：圖6-1圖6-1中，RLC為電網(wǎng)的等效模型。正常運(yùn)行時(shí)，電網(wǎng)公共連接點(diǎn)（PCC）處的允許偏差應(yīng)滿足相關(guān)標(biāo)準(zhǔn)的電壓、頻率范圍。當(dāng)光伏系統(tǒng)電網(wǎng)接口處電壓超出規(guī)定范圍時(shí)，逆變器應(yīng)在規(guī)定時(shí)間內(nèi)動(dòng)作，將光伏系統(tǒng)與電網(wǎng)斷開。對(duì)于圖示的RLC并聯(lián)負(fù)載，頻率特性如下：其中，為系統(tǒng)的諧振頻率；系統(tǒng)的品質(zhì)因數(shù)：負(fù)載的有功功率：電感的無功功率：電容的無功功率：可以發(fā)現(xiàn)品質(zhì)因數(shù)Qf是反應(yīng)負(fù)載特性的一個(gè)重要指標(biāo)。Qf越大，系統(tǒng)工作在諧振頻率的能

29、力越強(qiáng)，就越難偏離諧振頻率。電網(wǎng)的實(shí)際負(fù)載一般都是感性的，因此常在電網(wǎng)上并聯(lián)電容來補(bǔ)償無功功率，如果補(bǔ)償電容大小合適，則整個(gè)電網(wǎng)負(fù)載的諧振頻率恰好為市電頻率，且電感和電容上的無功功率大小相等，這時(shí)電網(wǎng)的功率因數(shù)為1，品質(zhì)因數(shù)為：，假如去除補(bǔ)償電容，電網(wǎng)的功率因數(shù)為：因此品質(zhì)因數(shù)與功率因數(shù)之間的關(guān)系為：當(dāng)Q大于2.5時(shí)，功率因數(shù)PF小于0.37，因此一般認(rèn)為電網(wǎng)實(shí)際負(fù)載的品質(zhì)因數(shù)Q不會(huì)超過2.5。5.3 - 孤島檢測原理孤島檢測方法通常分為兩類：被動(dòng)式檢測和主動(dòng)式檢測。因?yàn)榘l(fā)生孤島效應(yīng)時(shí)，逆變器 輸出的幅值頻率會(huì)發(fā)生改變，所以只要檢測到逆變器輸出幅值和頻率的改變，就可以檢測到孤島發(fā)生與否，這種方

30、法一般稱為被動(dòng)式檢測。但是這種方法存在一個(gè)缺點(diǎn)，即當(dāng)電網(wǎng)中的負(fù)載正好與逆變器輸出接近匹配時(shí)，負(fù)載端的電壓及頻率變化量很小，被動(dòng)式的檢測方法就會(huì)失效。這種方法的NDZ(Non-Detection Zone)較大。為此，設(shè)計(jì)考慮的主要是在電網(wǎng)的等效負(fù)載正好與逆變器輸出匹配或接近匹配時(shí)的情況。主動(dòng)式檢測法的思想是在逆變器的控制信號(hào)中加入很小的電壓，頻率或相位擾動(dòng)信號(hào)，然后檢測逆變器的輸出。當(dāng)逆變器與電網(wǎng)相連則擾動(dòng)信號(hào)的作用很??；而當(dāng)孤島發(fā)生時(shí)擾動(dòng)信號(hào)的作用就會(huì)顯現(xiàn)出來，當(dāng)輸出變化超過規(guī)定的門限值就能預(yù)報(bào)孤島的發(fā)生。電壓擾動(dòng)法：會(huì)因?yàn)殡娋W(wǎng)電壓幅值的小變動(dòng)使逆變器減小其功率輸出，從而偏離最大功率點(diǎn)。頻率

31、（相位）擾動(dòng)法：檢測準(zhǔn)確、輸出電能質(zhì)量高、瞬態(tài)反應(yīng)快、正反饋放大了電網(wǎng)的小變化，可能對(duì)電網(wǎng)產(chǎn)生微小影響，對(duì)弱電網(wǎng)可能導(dǎo)致不穩(wěn)定。一般電壓允許波動(dòng)的范圍相對(duì)頻率較大，通過擾動(dòng)使其偏離規(guī)定范圍會(huì)相對(duì)較慢，所以這里采用相位擾動(dòng)法來進(jìn)行檢測。5.4 - 相位擾動(dòng)法根據(jù)檢測頻率f偏移電網(wǎng)中心頻率fo的大小來改變逆變器輸出電流和負(fù)載端電壓間的相位差，當(dāng)電網(wǎng)頻率穩(wěn)定時(shí)，相位差固定。而當(dāng)電網(wǎng)斷開時(shí)，若此時(shí)的相位差、頻率f與RLC的相頻特性不一致，頻率f便會(huì)發(fā)生偏移，頻率f偏離中心頻率越遠(yuǎn)，擾動(dòng)相位差會(huì)跟著越大，頻率又會(huì)繼續(xù)偏移，從而達(dá)到加速效果。在dq坐標(biāo)系當(dāng)中，假定有功分量被定在d軸上，而無功分量被定在q軸

32、上由于最終空間矢量是由d軸分量和q軸分量二者合成的，改變無功分量q，就會(huì)改變合成空間矢量與d軸的夾角。由于dq坐標(biāo)是參考正序電壓而來，即有功電壓是落在d軸上，因此改變逆變器輸出電流的無功分量就會(huì)改變電流矢量與正序有功電壓的夾角，如圖6-2所示qdq圖6-2dq坐標(biāo)下，電壓與電流的相位差，所以控制、的比例就可以控制逆變器輸出電壓電流相位差。當(dāng)產(chǎn)生孤島時(shí)，可以根據(jù)f對(duì)進(jìn)行擾動(dòng)使其發(fā)生如下正反饋：f 因?yàn)橐话闱闆r下，逆變器只輸出有功功率，即原本是設(shè)為零的，所以這里說的擾動(dòng)量便為。根據(jù)仿真，擾動(dòng)公式取如下：擾動(dòng)公式中，0.2為比例系數(shù)，50為電網(wǎng)中心頻率。比例系數(shù)越大，越容易檢測出孤島，但對(duì)電網(wǎng)正常工

33、作時(shí)的影響也越大，會(huì)降低功率因數(shù)；比例系數(shù)太小，會(huì)導(dǎo)致孤島檢測時(shí)間變長，甚至檢測不出孤島存在。從式中可看出，頻率偏移越大，也越大，從而達(dá)到加速頻率f的偏移，快速檢出孤島的存在。并聯(lián)RLC的相頻特性和擾動(dòng)相頻特性如圖6-3所示：圖6-3圖6-3中：黃線為諧振頻率為51.5Hz，Q值為2.5的并聯(lián)RLC的相頻特性， 藍(lán)線為諧振頻率為47.5Hz，Q值為2.5的并聯(lián)RLC的相頻特性，紅線為擾動(dòng)相頻特性，圖6-3中RLC的相頻曲線與擾動(dòng)相頻曲線的交點(diǎn)意義：當(dāng)頻率為fx，擾動(dòng)的相位差恰好和RLC特性在fx處的相位差一致時(shí)，fx將不會(huì)偏移，擾動(dòng)會(huì)失敗，這樣可能會(huì)導(dǎo)致檢測不出孤島的存在。另外，若一直采用擾動(dòng)

34、公式進(jìn)行不間斷擾動(dòng)，那么當(dāng)電網(wǎng)經(jīng)常偏離中心頻率較遠(yuǎn)的正常范圍工作時(shí)，如f=48Hz，則此時(shí)，功率因數(shù)，由此可見功率因數(shù)會(huì)大打折扣。針對(duì)上面第一種情況，可通過判斷頻率在當(dāng)前擾動(dòng)下經(jīng)過一個(gè)周期是否有變化，若基本無變化，就加大擾動(dòng)量，使其偏移穩(wěn)定點(diǎn)。為了避免第二種情況，可通過小擾動(dòng)和頻率的小變化來進(jìn)行孤島預(yù)判斷。結(jié)合仿真，得具體孤島檢測程序流程圖如下：頻率、電壓是否已超出范圍是頻率、電壓是否已超出范圍斷開電網(wǎng)、停止逆變輸出是每隔3個(gè)周期進(jìn)行一次正、反偏置擾動(dòng)否否開始頻率是否連續(xù)三個(gè)周期都按照擾動(dòng)方向偏移頻率是否按照擾動(dòng)方向偏移啟用加速擾動(dòng)擾動(dòng)過程中頻率是否變化是是否是否否加大擾動(dòng)頻率是否變化否連續(xù)進(jìn)

35、行正、反偏置擾動(dòng)圖6-4正、反偏置擾動(dòng)的大小根據(jù)仿真?。?，對(duì)應(yīng)的相位差為：，即并網(wǎng)正常工作時(shí)，逆變器的輸出功率因數(shù)為：。這里擾動(dòng)量若取值太大會(huì)影響功率因數(shù)，太小可能會(huì)檢測不到擾動(dòng)產(chǎn)生的變化。為了盡量減小擾動(dòng)對(duì)系統(tǒng)正常運(yùn)行時(shí)的影響，擾動(dòng)量采用逐漸增加或減少的方式，即一個(gè)周期讓擾動(dòng)量從遞減到，接著的一個(gè)周期讓擾動(dòng)量從遞增到，每隔3個(gè)周期進(jìn)行一次這樣的擾動(dòng)。加速擾動(dòng)即：判斷頻率是否偏移的門限值的確定：若原頻率為50Hz，由擾動(dòng)后的頻率改變：，考慮一定的余量，門限值?。骸?.5 - MATLAB仿真圖6-5 MATLAB仿真模型圖6-5中，綠色塊為孤島檢測模塊，主要采用MATLAB中的S-functi

36、on塊，按照?qǐng)D6-4的程序流程圖用C語言編寫。5.5.1 - 仿真1：Inverter輸出功率：P=50kW，電網(wǎng)負(fù)載為并聯(lián)RLC模型： Qf=2.5，R=3.2, L=4.07mH, C=2490uF，電網(wǎng)頻率fo=50Hz。電網(wǎng)在0.1S處掉電，孤島檢測模塊從0.15S開始加入擾動(dòng)，超出正常頻率范圍判斷條件為：f>51.5Hz或f<47.5Hz目的：觀察孤島檢測算法在電網(wǎng)負(fù)載參數(shù)與Inverter剛好匹配，Q值大于2情況下的孤島檢測能力。圖6-6圖6-6中信號(hào)自上而下分別為：孤島檢測指示信號(hào)（1表示未檢測到孤島，0表示檢測到了孤島）；Inverter輸出端電壓頻率f從圖6-6中

37、可看出，在0.10.15S之間，雖然電網(wǎng)已經(jīng)掉電，但由于負(fù)載與Inverter剛好匹配，所以頻率f幾乎無改變。在0.15S處加入擾動(dòng)后，由于沒了電網(wǎng)的穩(wěn)定，頻率f明顯改變，進(jìn)入加速擾動(dòng)程序后，很快便檢出了孤島的存在。5.5.2 - 仿真2：電網(wǎng)負(fù)載為并聯(lián)RLC模型： Qf=2.5，R=3.2, L=4.07mH, C=2490uF，電網(wǎng)頻率fo=50Hz。孤島檢測模塊從0.15S開始加入擾動(dòng)，電網(wǎng)頻率在0.2S處從47.6Hz跳變到51.4Hz。目的：觀察在電網(wǎng)頻率波動(dòng)的情況下，由于加入擾動(dòng)而產(chǎn)生的影響。圖6-7從圖6-7看出，在電網(wǎng)頻率出現(xiàn)一個(gè)較大的階躍跳變時(shí)，檢測頻率f出現(xiàn)的超調(diào)導(dǎo)致了誤判

38、認(rèn)為是超出了規(guī)定頻率范圍。針對(duì)這個(gè)情況可以通過判斷持續(xù)超出頻率范圍的時(shí)間來確認(rèn)是否真的超出范圍，由仿真圖6-7得：如果51.5Hz<f<51.7持續(xù)時(shí)間大于0.01S，或在0.01S內(nèi)頻率大于51.7Hz的，都認(rèn)為是超出了頻率范圍。圖6-8 Inverter a相電壓電流波形（黃色電壓、紅色電流）圖6-9 電壓、電流過零點(diǎn)局部放大由圖6-8、6-9可見，逆變器輸出電壓、電流相位基本保持一致，通過圖6-9看出，電壓、電流相位差約0.1mS，即。孤島檢測方法并沒有因電網(wǎng)波動(dòng)而對(duì)電網(wǎng)造成很大的影響。5.5.3 - 仿真3：電網(wǎng)負(fù)載為純電阻模型： R=3.2，電網(wǎng)頻率fo=50Hz。孤島檢

39、測模塊從0.15S開始加入擾動(dòng)。目的：觀察在電網(wǎng)正常工作的情況下，由于加入擾動(dòng)而產(chǎn)生的諧波量。圖6-10從圖6-10中可看出，沒加擾動(dòng)時(shí)，Inverter輸出電流，加入擾動(dòng)后產(chǎn)生的THD均小于2%，滿足的小于3%規(guī)定。5.6 - 多機(jī)并網(wǎng)情況下孤島檢測考慮多機(jī)并網(wǎng)運(yùn)行的情況，必須統(tǒng)一擾動(dòng)的偏移方向，否則會(huì)可能出現(xiàn)擾動(dòng)相互抵消的局面，造成擾動(dòng)失敗，檢測不出孤島的存在。前面所用的加速偏移擾動(dòng)公式：，因?yàn)槎际菂⒖剂伺c電網(wǎng)連接點(diǎn)處的頻率，所以這個(gè)擾動(dòng)的偏移方向是統(tǒng)一的，這里需要統(tǒng)一的是進(jìn)行孤島預(yù)判斷時(shí)所采用的小擾動(dòng)。由擾動(dòng)由于逆變器abc三相輸出與電網(wǎng)ABC三相是一一對(duì)應(yīng)連接，那么所有并網(wǎng)的逆變器都以

40、電網(wǎng)的A相電壓作為參考進(jìn)行統(tǒng)一擾動(dòng)，則進(jìn)行孤島預(yù)判斷的小擾動(dòng)統(tǒng)一為：式中，是由PLL鎖相而來的dq變換坐標(biāo)系參考信號(hào)，它與電網(wǎng)A相正序電壓是同頻同相。孤島預(yù)判斷的擾動(dòng)采用不間斷方式進(jìn)行，這樣一來，擾動(dòng)量成正弦變化，由此產(chǎn)生的THD相對(duì)較小。孤島預(yù)判斷成立的條件為：連續(xù)三個(gè)與擾動(dòng)方向一致（即在波峰、波谷檢測超過設(shè)定的門限值），則換用加速擾動(dòng)公式進(jìn)行擾動(dòng)。 之所以先采用小擾動(dòng)進(jìn)行預(yù)判斷再采用加速頻率偏移擾動(dòng)的目的主要是：盡量減小擾動(dòng)對(duì)電網(wǎng)的影響，同時(shí)又避免誤判。則孤島檢測的程序流程圖如下所示：頻率、電壓是否已超出范圍是頻率、電壓是否已超出范圍斷開電網(wǎng)、停止逆變輸出是否否開始頻率是否連續(xù)三個(gè)半周期都

41、按照擾動(dòng)方向偏移啟用加速擾動(dòng)擾動(dòng)過程中頻率是否變化是是否否加大擾動(dòng)頻率是否變化否不間斷小擾動(dòng)圖 51 檢測流程圖 52 雙機(jī)并網(wǎng)孤島檢測MATLAB仿真5.6.1 - 雙機(jī)仿真1：Inverter輸出功率：P=50kW，電網(wǎng)負(fù)載為并聯(lián)RLC模型： Qf=1.25，R=1.6, L=4.07mH, C=2490uF，電網(wǎng)頻率fo=50Hz。Inverter1孤島檢測模塊從0.15S開始加入擾動(dòng)，Inverter2孤島檢測模塊從0.13S開始加入擾動(dòng)，電網(wǎng)在0.2S處掉電，超出正常頻率范圍判斷條件為：f>51.5Hz或f<47.5Hz目的：觀察孤島檢測算法在電網(wǎng)負(fù)載參數(shù)與Inverte

42、r剛好匹配情況下兩機(jī)并網(wǎng)時(shí)的孤島檢測能力。圖 53 Inverter1 頻率變化量（角頻率）與擾動(dòng)量圖 54Inverter1孤島檢測指示信號(hào)（1未檢測到孤島，0檢測到孤島）與檢測頻率圖 55Inverter2 頻率變化量（角頻率）與擾動(dòng)量圖 56Inverter2孤島檢測指示信號(hào)（1未檢測到孤島，0檢測到孤島）與檢測頻率圖 57 Inverter2 THD從以上仿真可看出，雖然兩臺(tái)機(jī)器并網(wǎng)的時(shí)間不一樣，但都參考了a相電壓作擾動(dòng)，所以擾動(dòng)方向是一致的，不會(huì)發(fā)生相互抵消的情況。同時(shí)由于孤島預(yù)判斷進(jìn)行的擾動(dòng)是正弦變化，所以由擾動(dòng)產(chǎn)生的諧波并不大。5.6.2 - 雙機(jī)仿真2：Inverter輸出功率

43、：P=50kW，電網(wǎng)負(fù)載為并聯(lián)RLC模型： Qf=1.25，R=1.6, L=4.07mH, C=2490uF，電網(wǎng)頻率fo=50Hz。Inverter1孤島檢測模塊從0.15S開始加入擾動(dòng)，Inverter2孤島檢測模塊從0.13S開始加入擾動(dòng)，電網(wǎng)0.15S0.3S之間加入諧波，電網(wǎng)在0.25S處掉電，超出正常頻率范圍判斷條件為：f>51.5Hz或f<47.5Hz目的：觀察孤島檢測算法在電網(wǎng)有較大諧波存在、電網(wǎng)負(fù)載參數(shù)與Inverter剛好匹配情況下兩機(jī)并網(wǎng)時(shí)的孤島檢測能力以及擾動(dòng)對(duì)電網(wǎng)的影響。圖 58 Inverter2 a相電壓電流波形（黃色電壓、紅色電流）圖 59 Inv

44、erter2 THD由此仿真可知，擾動(dòng)主要參考來自PLL，對(duì)來自諧波的干擾并不敏感，沒有造成孤島誤判。5.6.3 - 雙機(jī)仿真3：Inverter輸出功率：P=50kW，電網(wǎng)負(fù)載為并聯(lián)RLC模型： Qf=1.25，R=1.6, L=4.07mH, C=2490uF，電網(wǎng)頻率fo=50Hz。Inverter1孤島檢測模塊從0.14S開始加入擾動(dòng)，Inverter2孤島檢測模塊從0.13S開始加入擾動(dòng)，電網(wǎng)0.16S0.3S之間加入諧波，電網(wǎng)在0.25S處掉電，超出正常頻率范圍判斷條件為：f>51.5Hz或f<47.5Hz目的：觀察孤島檢測算法在電網(wǎng)有較大諧波存在、電網(wǎng)負(fù)載參數(shù)與Inv

45、erter剛好匹配情況下兩機(jī)并網(wǎng)時(shí)的孤島檢測能力以及擾動(dòng)對(duì)電網(wǎng)的影響。圖 510 Inverter1 頻率變化量（角頻率）與擾動(dòng)量圖 511Inverter1孤島檢測指示信號(hào)（1未檢測到孤島，0檢測到孤島）與檢測頻率6 - MPPT設(shè)計(jì)6.1 - MPPT的功能外界的環(huán)境因素(光照、溫度)，通常是不斷變化的和無法人為去改變的，光伏陣列的輸出特性也隨之變化，為了實(shí)現(xiàn)光伏發(fā)電系統(tǒng)的功率輸出最大化，需要對(duì)光伏電池的輸出最大功率點(diǎn)進(jìn)行跟蹤。目前實(shí)現(xiàn)最大功率點(diǎn)跟蹤的方法很多，如恒定電壓法，擾動(dòng)觀察法，增量導(dǎo)納法等?；谖夜厩捌趯?duì)MPPT算法的研究分析的結(jié)論，這里采用擾動(dòng)觀察法來實(shí)現(xiàn)最大功率點(diǎn)跟蹤。6.

46、2 - 擾動(dòng)觀察法通過對(duì)PV陣列輸出電壓施加擾動(dòng)，并檢測其后的功率變化方向，來決定下一步的控制信號(hào)。主要思路流程圖如圖 71所示：圖 61優(yōu)點(diǎn)：可靠性較高；算法簡單，容易實(shí)現(xiàn)；對(duì)傳感器精度要求不高。缺點(diǎn)：只能在MPP附近振蕩運(yùn)行，導(dǎo)致一定功率損失；跟蹤步長對(duì)跟蹤精度和響應(yīng)速度無法兼顧；在特定的情況下會(huì)判斷錯(cuò)誤。6.3 - 改進(jìn)的擾動(dòng)觀察法改進(jìn)后變步長擾動(dòng)觀察法程序流程圖：圖 62采用變步長的思路主要為：當(dāng)同一步長連續(xù)三次引起功率變化量大d_P超出設(shè)定的功率PSet，則步長變?yōu)樵瓉淼?倍；當(dāng)功率變化量d_P由大于PSet變?yōu)樾∮赑Set時(shí)，則把步長變?yōu)樵瓉淼?/2倍；當(dāng)abs(d_P)<P

47、Set時(shí)，只要d_P>0，則采用最小步長VstepMin（或-VstepMin）進(jìn)行微調(diào)，直到d_P<0，則停止改變pv參考電壓Vref，即Vstep=0。當(dāng)Vstep=0時(shí)，即電池穩(wěn)定于認(rèn)為的最大功率點(diǎn)處，但光照有可能是在緩慢變化且_P小于設(shè)定的門限abs(d_P)<PSet，此時(shí)，最大功率點(diǎn)已漂移，為了能跟蹤變化，所以通過Sum_P=Sum_P+d_P來累積功率變化量，一旦累積超過設(shè)定值PSet，則進(jìn)行微調(diào)。6.4 - MPPT 放在BOOST前面MATLAB仿真：采用上述擾動(dòng)觀察法進(jìn)行MPPT仿真，MPPT 放在BOOST前面，控制PV電壓。PSet=P/2500，VstepMin=1V6.4.1 - 仿真1：光照度R=1000，溫度T=25，電池板并聯(lián)數(shù)N=23，串聯(lián)數(shù)M=29，當(dāng)PV參考電壓從400以1V為步長增加到600V，仿真波形如圖 73；最大功率點(diǎn)局部放大得仿真波形如圖 74：圖 63圖 64圖中信號(hào)分別為：功率/100（黃色），PV端實(shí)際電壓（藍(lán)色），PV參考電壓（紫色）。由于PV電壓和PV參考電壓基本重合，所以圖中看起來只有PV端實(shí)際電壓。從圖1、圖2中可看出，在前面所說條件下，PV的最大功率點(diǎn)位于PV電壓約502V處