電力電子技術課件 10 DC-DC變換器

1、 第第4 4章章 DC-DC DC-DC變換器變換器 4.1 非隔離型非隔離型DC-DC變換器變換器 4.2 隔離型隔離型DC-DC變換器變換器 4.3 雙端變換器的整流電路選擇雙端變換器的整流電路選擇 4.4 DC-DC變換器的控制方法變換器的控制方法 引言 直流-直流變流電路（DC/DC Converter）包括直接直流變流電路和間接直流變流電路。 直接直流變流電路 也稱斬波電路（DC Chopper）。 功能是將直流電變?yōu)榱硪还潭妷夯蚩烧{電壓的直流電。 一般是指直接將直流電變?yōu)榱硪恢绷麟?，這種情況下輸入與輸出之間不隔離。 間接直流變流電路 在直流變流電路中增加了交流環(huán)節(jié)。 在交流環(huán)節(jié)中

2、通常采用變壓器實現(xiàn)輸入輸出間的隔離，因此也稱為直交直電路。 第第4 4章章 DC-DC DC-DC變換器變換器直流變換電路直流變換電路定義：定義： 利用電力開關器件周期性的開通與關斷來改變輸出利用電力開關器件周期性的開通與關斷來改變輸出電壓的大小，將直流電能轉換為另一固定電壓或可調電電壓的大小，將直流電能轉換為另一固定電壓或可調電壓的直流電能的電路稱為直流變換電路。壓的直流電能的電路稱為直流變換電路。(開關型開關型DC/DC變換電路變換電路/斬波器斬波器)。直流變換電路直流變換電路分類：分類： 按穩(wěn)壓控制方式按穩(wěn)壓控制方式:脈沖寬度調制脈沖寬度調制(PWM)、脈沖頻率、脈沖頻率調制調制(PFM

3、)直流變換電路。直流變換電路。 按變換器的功能按變換器的功能:降壓變換電路降壓變換電路(Buck)、升壓變換電、升壓變換電路路(Boost)、升降壓變換電路、升降壓變換電路(Buck-Boost)、庫克、庫克變換電路變換電路(Cuk)和和Sepic斬波電路和斬波電路和Zeta斬波電路。斬波電路。 直流變換電路直流變換電路隔離方式：隔離方式： 在直流開關穩(wěn)壓電源中直流變換電路常常采用變壓器在直流開關穩(wěn)壓電源中直流變換電路常常采用變壓器實現(xiàn)電隔離，而在直流電機的調速裝置中可不用變壓器實現(xiàn)電隔離，而在直流電機的調速裝置中可不用變壓器隔離。隔離。4 4.1.1 直流變換電路的工作原理v工作原理：圖中T

4、是可控開關，R為純阻性負載。在時間內當開關T接通時，電流經(jīng)負載電阻R流過， R兩端就有電壓；在時間內開關T斷開時， R中電流為零，電壓也變?yōu)榱恪?電路中開關的占空比mTS為開關T的工作周期，ton為導通時間。由波形圖可得到輸出電壓平均值為m 若認為開關T無損耗，則輸入功率為 輸出電壓平均值的改變：輸出電壓平均值的改變：因為因為D D是是0 01 1之間變化的系數(shù)，之間變化的系數(shù)，因此在因此在D D的變化范圍內輸出電壓的變化范圍內輸出電壓U UO O總是小于輸入電壓總是小于輸入電壓U Ud d，改變改變D D值就可以改變其大小。值就可以改變其大小。占空比的改變：占空比的改變：通過改變通過改變t

5、tonon 或或T TS S來實現(xiàn)。來實現(xiàn)。 基本的斬波器電路及基本的斬波器電路及其負載波形其負載波形 SonTtD ddSonTdODUUTtdtuUS 0 SDTdSRUDdtiuTP02001m直流變換電路的常用工作方式主要有兩種：m 脈沖頻率調制(PFM)工作方式：m 即維持導通時間不變，改變工作周期。在這種調壓方式中，由于輸出電壓波形的周期是變化的，因此輸出諧波的頻率也是變化的，這使得濾波器的設計比較困難，輸出諧波干擾嚴重，一般很少采用。 m 脈寬調制(PWM)工作方式：m 即維持工作周期不變，改變導通時間。在這種調壓方式中，輸出電壓波形的周期是不變的，因此輸出諧波的頻率也不變，這使

6、得濾波器的設計容易。4 4.1.1 直流變換電路的工作原理4 4.1 .1 非隔離型DC-DCDC-DC變換器 4.1.1 Buck變換器 4.1.2 Boost變換器 4.1.3 Buck-Boost變換器 4.1.4 Cuk斬波電路 4.1.5 Sepic斬波電路和Zeta斬波電路 4.1.1 Buck4.1.1 Buck變換器原理圖原理圖 續(xù)流二極管續(xù)流二極管輸入直輸入直流電壓流電壓濾波電感濾波電感濾波電容濾波電容負載負載4.1.1 Buck4.1.1 Buck變換器導通期間（ton ）：電力開關器件導通，電感蓄能，二極管D D反偏 等效電路如圖(b)(b)所示 ；關斷期間（t toff

7、off）：電力開關器件斷開，電感釋能，二極管D D導通續(xù)流。等效電路如圖(c)(c)所示；由波形圖(b)可以計算出輸出電壓的平均值為： 降壓電路及其波形圖降壓電路及其波形圖ddOdOIDIUUI1 )0(1)(10000 SononSTttdSTSdtdtuTdttuTUddSonDUUTt 忽略器件功率損耗，即忽略器件功率損耗，即 輸入輸出電流關系為：輸入輸出電流關系為：v電感中的電流i iL L是否連續(xù)，取決于開關頻率、濾波電感L和電容C的數(shù)值。4.1.1 Buck4.1.1 Buck變換器 電感電流波形圖電感電流波形圖 Buck變換器的可能運行情況變換器的可能運行情況：電感電流連續(xù)模式電

8、感電流連續(xù)模式電感電流臨界電感電流臨界連續(xù)狀態(tài)連續(xù)狀態(tài)電感電流斷流模式電感電流斷流模式 4.1.1 Buck4.1.1 Buck變換器dtdiLuLL onLonOdtILtIILUU 12OdLonUULIt )(電感電流電感電流i iL L連續(xù)模式連續(xù)模式 ：在在t tonon期間期間: :電感上的電壓為電感上的電壓為 由于電感由于電感L L和電容和電容C C無損耗，因此無損耗，因此i iL L從從I I1 1線性增長至線性增長至I I2 2，上式可，上式可以寫成以寫成式中式中I IL L=I=I2 2I I1 1為電感上電流的變化量，為電感上電流的變化量，U UO O為輸出電壓的平均值。

9、為輸出電壓的平均值。4.1.1 Buck4.1.1 Buck變換器 (3.2.8) offLOtILU OLoffUILt ）OdOdLoffonSUUULUIttfT (1fLDDUfLUUUUIddOdOL)1 ()( 2120III )1 (201DDLTUIISd 電感電流電感電流i iL L連續(xù)模式連續(xù)模式 ：在在t toffoff期間期間: :假設電感中的電流假設電感中的電流i iL L從從I I2 2線性下降到線性下降到I I1 1，則有，則有l(wèi)根據(jù)式根據(jù)式(3.2.4)(3.2.4)、(3.2.5)(3.2.5)可求出開關周期可求出開關周期S S為為l 上式中上式中IL為流過電

10、感電流的峰峰值，最大為為流過電感電流的峰峰值，最大為I2，最小為，最小為I1。電。電感電流一周期內的平均值與負載電流感電流一周期內的平均值與負載電流IO相等，即同時代入關系式相等，即同時代入關系式IL= I2I1可得可得電感電流iL臨界連續(xù)狀態(tài)：變換電路工作在臨界連續(xù)狀態(tài)時，即有I1=0，由可得維持電流臨界連續(xù)的電感值L0為： 即電感電流臨界連續(xù)時的負載電流平均值為 ： 式中IOB為電感電流臨界連續(xù)時的負載電流平均值。 總結：臨界負載電流 IOB與輸入電壓Ud、電感L、開關頻率f以及開關管T的占空比D都有關。 當實際負載電流Io IOB時，電感電流連續(xù)； 當實際負載電流Io = IOB時，電感

11、電流處于連續(xù)（有斷流臨界點）; 當實際負載電流Io IOB時，電感電流斷流；4.1.1 Buck4.1.1 Buck變換器)1 (201DDLTUIISd)1 (20DDITULBSdo)1 (2DDLTUIOSdOB輸出紋波電壓： 在Buck電路中，如果濾波電容C的容量足夠大，則輸出電壓U0為常數(shù)。然而在電容C為有限值的情況下，直流輸出電壓將會有紋波成份。電流連續(xù)時的輸出電壓紋波為 其中f為buck電路的開關頻率， fc為電路的截止頻率。 它表明通過選擇合適的L、C值，當滿足fcf 時，可以限制輸出紋波電壓的大小，而且紋波電壓的大小與負載無關。 4.1.1 Buck4.1.1 Buck變換器

12、22200)(1 (28)1 (ffDLCfDUUc 4.1.1 Buck4.1.1 Buck變換器 紋波電壓的定義 m簡單講：紋波就是一個直流電壓中的交流成分。直流電壓本來應該是一個固定的值， 但是很多時候它是通過交流電壓整流、濾波后得來的，由于濾波不干凈，就會有剩余的交流成分，即使是用電池供電也會因負載的波動而產(chǎn)生紋波。事實上，即便是最好的基準電壓源器件，其輸出電壓也是有紋波的。m狹義上的紋波電壓，是指輸出直流電壓中含有的工頻交流成分。m我國工頻頻率是50Hz，所以紋波電壓以工頻50Hz或50Hz的整數(shù)倍計取。具體取50Hz還是50Hz的倍數(shù)，取決于整流電路的類型。對于半波整流，取50Hz

13、；對于全波整流，取50Hz的2倍即100Hz；對于三相半波整流，取50Hz的3倍即150Hz；對于三相全波整流，取50Hz的6倍即300Hz。m對于日本、美國等國家，使用60Hz工頻，計取方式只需把上述的50改為60即可。m紋波電壓通常用有效值或峰值表示。 4.1.1 Buck4.1.1 Buck變換器 紋波電壓的危害 m1、容易在用設備中產(chǎn)生不期望的諧波，而諧波會產(chǎn)生較多的危害； m2、降低了電源的效率；m3、較強的紋波會造成浪涌電壓或電流的產(chǎn)生，導致燒毀用設備。m4、會干擾數(shù)字電路的邏輯關系，影響其正常工作； m5、會帶來噪音干擾，使圖像設備、音響設備不能正常工作。 紋波電壓的抑制方法 m

14、1、在成本、體積允許的情況下，盡可能采用全波或三相全波整流電路；m2、加大濾波電路中電容容量，條件許可時使用效果更好的LC濾波電路；m3、使用效果好的穩(wěn)壓電路，對紋波抑制要求很高的地方使用模擬穩(wěn)壓電源而不使用開關電源；m4、合理布線。 4.1.2 Boost4.1.2 Boost變換器m定義：直流輸出電壓的平均值高于輸入電壓的變換電路稱為升壓變換電路，又叫Boost電路。全控型電力全控型電力器件開關器件開關儲能儲能保持輸出電壓保持輸出電壓原理圖原理圖工作原理：ton工作期間：二極管反偏截止，電感L L儲能，電容C C 給負載R R提供能量。toff工作期間：二極管導通，電感L L經(jīng)二極管給電容

15、充電，并向負載R RL L提供能量。m可得：m式中占空比D=tD=tonon/T/TS S，當D=0D=0時，U U0 0=U=Ud d，但D D不能為1 1，因此在0D0D1 1的變化范圍內 U Uo oUUd d 4.1.2 Boost4.1.2 Boost變換器 升壓變換電路及其波形升壓變換電路及其波形DUUtttUddoffoffon 10 T T導通時為電感導通時為電感L L儲能階段，此時電儲能階段，此時電源不向負載提供能源不向負載提供能量，負載靠儲于電量，負載靠儲于電容容C C的能量維待工作。的能量維待工作。 T T阻斷時，電源和阻斷時，電源和電感共同向負載供電感共同向負載供電，同

16、時給電容電，同時給電容 C C充電充電。 升壓變換電路及其波形升壓變換電路及其波形 4.1.2 Boost4.1.2 Boost變換器 總結：電感電流連總結：電感電流連續(xù)時續(xù)時BoostBoost變換器的變換器的工作分為兩個階段工作分為兩個階段: : Boost變換器的可能運行情況： 根據(jù)在理想狀態(tài)下，電路的輸出功率等于輸入功率，參考降壓變換電路的計算方法，可得電感電流臨界連續(xù)時的負載電流平均值為：當實際負載電流IoIOB時，電感電流連續(xù)。當實際負載電流Io = IOB時,電感電流處于臨界連續(xù)(有斷流 臨界點)。當實際負載電流IoIOB時，電感電流斷流。 4.1.2 Boost4.1.2 Bo

17、ost變換器)1 (2DULDTIdOSOB 沒有電壓閉環(huán)調節(jié)的Boost變換器不宜在輸出端開路情況下工作：因為穩(wěn)態(tài)運行時，開關管T導通期間 ( )電源輸入到電感L中的磁能，在T截止期間通過二極管D轉移到輸出端，如果負載電流很小，就會出現(xiàn)電流斷流情況。如果負載電阻變得很大，負載電流太小，這時若占空比D仍不減小、ton不變、電源輸入到電感的磁能必使輸出電壓不斷增加。4.1.2 Boost4.1.2 Boost變換器SonDTt 總總 結：結： Boost電路對電源的輸人電流（也即通過二極管電路對電源的輸人電流（也即通過二極管D的的電流）就是升壓電感電流）就是升壓電感L電流，電流平均值為：電流，電

18、流平均值為：I0=(I2-I1)/2。 實際中，選擇電感電流的增量實際中，選擇電感電流的增量IL時，應使電感的時，應使電感的峰值電流峰值電流Id+IL不大于最大平均直流輸入電流不大于最大平均直流輸入電流Id的的20%，以防止電感以防止電感L飽和失效。飽和失效。 Boost變換器的效率很高，一般可達變換器的效率很高，一般可達92%以上。以上。4 4.1.2 .1.2 BoostBoost變換器ttTEiOOi1i2I10I20I10tontoffuotOTOEtc)uoioi1i2t1t2txtontoffI20a)b) 用于直流電動機回饋能量的升壓斬波電路及其波形a）電路圖 b）電流連續(xù)時 c

19、）電流斷續(xù)時 典型應用 一是用于直流電動機傳動，二是用作單相功率因數(shù)校正（Power Factor CorrectionPFC）電路，三是用于其他交直流電源中。 以用于直流電動機傳動為例 在直流電動機再生制動時把電能回饋給直流電源。 電動機電樞電流連續(xù)和斷續(xù)兩種工作狀態(tài)。 直流電源的電壓基本是恒定的，不必并聯(lián)電容器。 基于分時段線性電路思想，電流連續(xù)時得L為無窮大時電樞電流的平均值Io為 其中為變壓比的倒數(shù)。 REEREmImo4.1.3 Buck-Boost4.1.3 Buck-Boost變換器m概述：m 升降壓變換電路（又稱Buck-boost電路）的輸出電壓平均值可以大于或小于輸入直流電

20、壓，輸出電壓與輸入電壓極性相反，其電路原理圖如圖所示。 m 它主要用于要求輸出與輸入電壓反相，其值可大于或小于輸入電壓的直流穩(wěn)壓電源。 升降壓變換電路原理圖升降壓變換電路原理圖4.1.3 Buck-Boost4.1.3 Buck-Boost變換器m工作原理：m ton期間，二極管D反偏而關斷，電感儲能，濾波電容C向負載提供能量。 升降壓變換電路及其工作波形升降壓變換電路及其工作波形offLtILU 0onLondtILtIILU12 toff期間，當感應電動期間，當感應電動勢大小超過輸出電壓勢大小超過輸出電壓U U0 0時，時，二極管二極管D D導通，電感經(jīng)導通，電感經(jīng)D D向向C C和和R

21、RL L反向放電，使輸出電壓反向放電，使輸出電壓的極性與輸入電壓相反。的極性與輸入電壓相反。 4.1.3 Buck-Boost4.1.3 Buck-Boost變換器 在ton期間電感電流的增加量等于toff期間的減少量，得： offondtLUtLU0SonDTtSoffTDt)1 ( dUDDU10由由 的關系，求出輸出電壓的關系，求出輸出電壓的平均值為：的平均值為：上式中，上式中，D為占空比，負號表示輸出與輸入電壓為占空比，負號表示輸出與輸入電壓反相；當反相；當D=0.5時，時，U0=Ud；當；當0.5DUd，為升壓變換；當，為升壓變換；當0D0.5時，時，U0Ud，為降壓變換。，為降壓變

22、換。 采用前幾節(jié)同樣的分析方法可得電感電流臨界連續(xù)時的負載電流平均值為：變換器的可能運行情況： 實際負載電流IoIOB時，電感電流連續(xù)。 實際負載電流Io = IOB時，電感電流處于臨界連續(xù)(有斷流臨界點)。 實際負載電流I Io oI IOBOB時，電感電流斷流。 4.1.3 Buck-Boost4.1.3 Buck-Boost變換器doOBUfLDDI21）（ 庫克(Cuk)變換電路屬升降壓型直流變換電路。 電路的特點：輸出電壓極性與輸入電壓相反，出入端電流紋波小，輸出直流電壓平穩(wěn)，降低了對外部濾波器的要求。 4.1.4 Cuk4.1.4 Cuk斬波電路斬波電路L1、L2儲能電感耦合電容快

23、速恢復續(xù)流二極管濾波電容 庫克庫克(Cuk)變換電路原理圖變換電路原理圖 4.1.4 Cuk4.1.4 Cuk斬波電路斬波電路 庫克電路及其等效電路和工作波形庫克電路及其等效電路和工作波形 晶閘管關斷晶閘管開通 Cuk變換電路也有電流連續(xù)和斷流兩種工作情況，但這里不是指電感電流的斷流，而是指流過二極管D的電流連續(xù)或斷流。工作情況: :電流連續(xù)：在開關管T的關斷時間內，二極管電流總是大于零。電流斷流：在開關管T的關斷時間內，二極管電流在一段時間內為零。臨界連續(xù)：二極管電流經(jīng)t toffoff后，在下個開關周期T TS S的開通時刻二極管電流正好降為零。 4.1.4 Cuk4.1.4 Cuk斬波電

24、路斬波電路4 4.1.1.4 4 Cuk Cuk斬波電路基本結構Cuk斬波電路及其等效電路a） 電路圖 b） 等效電路 基本結構Cuk斬波電路（無濾波電容） 工作原理 V導通時，EL1V回路和RL2CV回路分別流過電流。 V關斷時，EL1CVD回路和RL2VD回路分別流過電流。 輸出電壓的極性與電源電壓極性相反。 基本的數(shù)量關系 C的電流在一周期內的平均值應為零，即TCti00d4.1.4 Cuk4.1.4 Cuk斬波電路offdonotItI 電源電流id和負載電流io的平均值分別為Id和Io從而可得DDttTttIIonononoffdo1 由L1和L2的電壓平均值為零，可得出輸出電壓Uo

25、與電源電壓E的關系 EDDEtTtEttUononoffono1與升降壓斬波電路相比，Cuk斬波電路有一個明顯的優(yōu)點，其輸入電源電流和輸出負載電流都是連續(xù)的，且脈動很小，有利于對輸入、輸出進行濾波。所以有5.1.4 Sepic5.1.4 Sepic斬波電路和ZetaZeta斬波電路Sepic斬波電路 工作原理 V導通時，EL1V回路和C1VL2回路同時導電，L1和L2貯能。 V關斷時，EL1C1VD負載回路及L2VD負載回路同時導電，此階段E和L1既向負載供電，同時也向C1充電（C1貯存的能量在V處于通態(tài)時向L2轉移）。 輸入輸出關系 EDDEtTtEttUononoffono1 Sepic斬

26、波電路 5.1.4 Sepic5.1.4 Sepic斬波電路和ZetaZeta斬波電路Zeta斬波電路 工作原理 V導通時，電源E經(jīng)開關V向電感L1貯能。 V關斷時，L1VDC1構成振蕩回路， L1的能量轉移至C1，能量全部轉移至C1上之后，VD關斷，C1經(jīng)L2向負載供電。 輸入輸出關系為 EDDUo1兩種電路具有相同的輸入輸出關系，Sepic電路中，電源電流連續(xù)但負載電流斷續(xù)，有利于輸入濾波，反之，Zeta電路的電源電流斷續(xù)而負載電流連續(xù)；兩種電路輸出電壓為正極性的。 Zeta斬波電路 4.24.2 帶隔離的DC-DCDC-DC變換器 4.2.1 反激電路 4.2.2 正激電路 4.2.3

27、半橋電路 4.2.4 全橋電路 4.2.5 推挽電路 4.2 4.2 帶隔離的DC-DCDC-DC變換器引言 間接直流變流電路的結構同直流斬波電路相比，電路中增加了交流環(huán)節(jié)，因此也稱為直交直電路。 采用這種結構較為復雜的電路來完成直流直流的變換有以下原因 輸出端與輸入端需要隔離。 某些應用中需要相互隔離的多路輸出。 輸出電壓與輸入電壓的比例遠小于1或遠大于1。 交流環(huán)節(jié)采用較高的工作頻率，可以減小變壓器和濾波電感、濾波電容的體積和重量。間接直流變流電路分為單端(Single End)和雙端(Double End)電路兩大類，在單端電路中，變壓器中流過的是直流脈動電流，而雙端電路中，變壓器中的電

28、流為正負對稱的交流電流，正激電路和反激電路屬于單端電路，半橋、全橋和推挽電路屬于雙端電路。 4.2.14.2.1 反激電路SuSiSiVDtontoffttttUiOOOO 反激電路原理圖 反激電路的理想化波形反激電路 工作過程 S開通后，VD處于斷態(tài)，W1繞組的電流線性增長，電感儲能增加。 S關斷后，W1繞組的電流被切斷，變壓器中的磁場能量通過W2繞組和VD向輸出端釋放，電壓為 。 工作模式 當S開通時，W2繞組中的電流尚未下降到零，則稱工作于電流連續(xù)模式，輸出輸入電壓關系為uUNNUSio12offon12iottNNUU S開通前，W2繞組中的電流已經(jīng)下降到零，則稱工作于電流斷續(xù)模式，此

29、時輸出電壓高于上述公式的計算值，在負載為零的極限情況下， ， Uo 所以應該避免負載開路狀態(tài)。4.24.2. .2 2 正激電路SuSiLiSOttttUiOOO 正激電路的原理圖 正激電路的理想化波形正激電路(Forward) 工作過程 開關S開通后，變壓器繞組W1兩端的電壓為上正下負，與其耦合的W2繞組兩端的電壓也是上正下負，因此VD1處于通態(tài)，VD2為斷態(tài)，電感L的電流逐漸增長。 S關斷后，電感L通過VD2續(xù)流，VD1關斷。變壓器的勵磁電流經(jīng)N3繞組和VD3流回電源，所以S關斷后承受的電壓為 。iSUNNu)1 (314.2.24.2.2 正激電路 磁心復位過程變壓器的磁心復位 開關S開

30、通后，變壓器的激磁電流由零開始，隨時間線性的增長，直到S關斷，導致變壓器的激磁電感飽和。 必須設法使激磁電流在S關斷后到下一次再開通的時間內降回零，這一過程稱為變壓器的磁心復位。 變壓器的磁心復位所需的時間為on13rsttNNt輸出電壓 輸出濾波電感電流連續(xù)時 TtNNUUon12io輸出電感電流不連續(xù)時，在負載為零的極限情況下 i12oUNNU 4.24.2.3 .3 半橋電路 半橋電路原理圖 半橋電路的理想化波形半橋電路 工作過程 S1與S2交替導通，使變壓器一次側形成幅值為Ui/2的交流電壓，改變開關的占空比，就可以改變二次側整流電壓ud的平均值，也就改變了輸出電壓Uo。 S1導通時，

31、二極管VD1處于通態(tài)，S2導通時，二極管VD2處于通態(tài)，當兩個開關都關斷時，變壓器繞組N1中的電流為零，VD1和VD2都處于通態(tài)，各分擔一半的電流。 S1或S2導通時電感L的電流逐漸上升，兩個開關都關斷時，電感L的電流逐漸下降，S1和S2斷態(tài)時承受的峰值電壓均為Ui。 4.24.2.3 .3 半橋電路 由于電容的隔直作用，半橋電路對由于兩個開關導通時間不對稱而造成的變壓器一次側電壓的直流分量有自動平衡作用，因此不容易發(fā)生變壓器的偏磁和直流磁飽和。輸出電壓 濾波電感L的電流連續(xù)時 TtNNUUon12io輸出電感電流不連續(xù)，輸出電壓Uo將高于式上述公式的計算值，并隨負載減小而升高，在負載為零的極

32、限情況下2i12oUNNU4.24.2.4 .4 全橋電路S1S2uS1uS2iS1iS2iD1iS2tonTtttttttt2Ui2UiiLiLOOOOOOOO 全橋電路原理圖 全橋電路的理想化波形全橋電路 工作過程 全橋電路中，互為對角的兩個開關同時導通，同一側半橋上下兩開關交替導通，使變壓器一次側形成幅值為Ui的交流電壓，改變占空比就可以改變輸出電壓。 當S1與S4開通后，VD1和VD4處于通態(tài)，電感L的電流逐漸上升。 當S2與S3開通后，VD2和VD3處于通態(tài)，電感L的電流也上升。 當4個開關都關斷時，4個二極管都處于通態(tài)，各分擔一半的電感電流，電感L的電流逐漸下降，S1和S2斷態(tài)時承

33、受的峰值電壓均為Ui。4.2.44.2.4 全橋電路 如果S1、S4與S2、S3的導通時間不對稱，則交流電壓uT中將含有直流分量，會在變壓器一次側產(chǎn)生很大的直流分量，造成磁路飽和，因此全橋電路應注意避免電壓直流分量的產(chǎn)生，也可在一次側回路串聯(lián)一個電容，以阻斷直流電流。 為避免同一側半橋中上下兩開關同時導通，每個開關的占空比不能超過50%，還應留有裕量。 輸出電壓 濾波電感電流連續(xù)時 TtNNUUon12io2 輸出電感電流不連續(xù)，輸出電壓Uo將高于式上述公式的計算值，并隨負載減小而升高，在負載為零的極限情況下 UNNUoi214.24.2.5 .5 推挽電路S1S2uS1uS2iS1iS2iD

34、1iS2tonTtttttttt2Ui2UiiLiLOOOOOOOO 推挽電路原理圖 推挽電路的理想化波形推挽電路 工作過程 推挽電路中兩個開關S1和S2交替導通，在繞組N1和N1兩端分別形成相位相反的交流電壓。 S1導通時，二極管VD1處于通態(tài)，電感L的電流逐漸上升，S2導通時，二極管VD2處于通態(tài)，電感L電流也逐漸上升。 當兩個開關都關斷時，VD1和VD2都處于通態(tài)，各分擔一半的電流，S1和S2斷態(tài)時承受的峰值電壓均為2倍Ui。 4.24.2.5 .5 推挽電路 如果S1和S2同時導通，就相當于變壓器一次側繞組短路，因此應避免兩個開關同時導通，每個開關各自的占空比不能超過50%。 輸出電壓

35、 當濾波電感L的電流連續(xù)時 TtNNUUon12io2 輸出電感電流不連續(xù)，輸出電壓Uo將高于式上述公式的計算值，并隨負載減小而升高，在負載為零的極限情況下 UNNUoi21電路優(yōu)點缺點功率范圍應用領域正激電路較簡單，成本低，可靠性高，驅動電路簡單變壓器單向激磁，利用率低幾百W幾kW各種中、小功率電源反激電路非常簡單，成本很低，可靠性高，驅動電路簡單難以達到較大的功率，變壓器單向激磁，利用率低幾W幾十W小功率電子設備、計算機設備、消費電子設備電源。全橋變壓器雙向勵磁，容易達到大功率結構復雜，成本高，有直通問題，可靠性低，需要復雜的多組隔離驅動電路幾百W幾百kW大功率工業(yè)用電源、焊接電源、電解電

36、源等半橋變壓器雙向勵磁，沒有變壓器偏磁問題，開關較少，成本低有直通問題，可靠性低，需要復雜的隔離驅動電路幾百W幾kW各種工業(yè)用電源，計算機電源等推挽變壓器雙向勵磁，變壓器一次側電流回路中只有一個開關，通態(tài)損耗較小，驅動簡單有偏磁問題幾百W幾kW低輸入電壓的電源4.24.2.5 .5 推挽電路 各種不同的間接直流變流電路的比較 4.3 4.3 雙端變換器的整流電路選擇m 雙端變換器電路中常用的整流電路形式為全波整流電路、全橋整流電路和同步整流電路。m全波整流 優(yōu)點是任意時刻電感L的電流回路中只存在二極管導通壓降，整流電路只需要兩個二極管，元件數(shù)量少。 缺點是二極管承受的反向電壓是2倍的交流電壓幅

37、值，對器件的耐壓要求較高，而且要求變壓器二次側繞組有中心抽頭。、 DC-DC雙端變換器通常在輸出電壓較低的情況下采用全波整流電路。 4.3 4.3 雙端變換器的整流電路選擇m全橋整流 優(yōu)點是二極管承受的反向電壓僅為交流電壓幅值，而且變壓器繞組結構比較簡單。 缺點是回路中任意時刻電感L的電流總要相繼流過兩個二極管，電流回路存在兩個二極管壓降，損耗較大，而且電路中需要四個二極管，元件數(shù)較多。 DC-DC雙端變換器高壓輸出的情況下，一般采用全橋整流電路。m同步整流 當電路輸出電壓非常低時，可以采用同步整流電路。同步整流可以達到很高的效率，但控制電路比較復雜。 4.4 DC-DC4.4 DC-DC變換器的PWMPWM控制方法m DC-DC變換器是構建開關電源等電能變換器的基本組成部分。在開關電源的設計中，DC-DC變換器控制方法的選擇和設計直接關系到開關電源的控制效果，采用不同的檢測信號和不同的控制電路會得到不同的穩(wěn)態(tài)及動態(tài)特性。m 在開關電源中，DC-DC變換器通常采用PWM控制方法，常用到的PWM控制方法有電壓型PWM控制和電流型PWM控制。電流型