高頻電路基礎(chǔ)第6章混頻器

1、第 6 章混 頻 器2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)2頻譜變換l調(diào)制：將消息信號(hào)調(diào)制到載波上l變頻：將已調(diào)信號(hào)改變到另一個(gè)載頻。根據(jù)改變前后的頻率高低，分成上變頻和下變頻信息信號(hào)的頻譜ffC已調(diào)信號(hào)的頻譜調(diào)制解調(diào)f上變頻下變頻2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)3變頻的作用l改變載波的頻率（上變頻、下變頻），達(dá)到某個(gè)需要的頻率。l通過(guò)變頻，可以實(shí)現(xiàn)對(duì)不同頻率的輸入信號(hào)以同一個(gè)頻率進(jìn)行放大，從而滿足對(duì)于增益、帶寬、矩形系數(shù)等一系列指標(biāo)l在改變頻率的過(guò)程中不改變頻譜的形狀頻譜的線性搬移2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)4混頻器在高頻電路系統(tǒng)中應(yīng)用的例子高頻放大器本機(jī)振蕩器混頻器中頻放大器解調(diào)音頻放大器音頻功率放大器

2、fSfSfLfIfIF廣播收音機(jī)一種檢測(cè)電路變頻器2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)5混頻原理l利用元件（二極管、三極管、場(chǎng)效應(yīng)管等）的非線性，對(duì)兩個(gè)信號(hào)實(shí)現(xiàn)非線性運(yùn)算l非線性電路具有頻率變換作用，可以實(shí)現(xiàn)混頻l非線性電路的特點(diǎn)：不滿足疊加定理2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)6非線性電路的冪級(jí)數(shù)分析方法非線性電路的分析，一般需要知道非線性元件的特性的數(shù)學(xué)表達(dá)式。由于一般的特性表達(dá)式均可以冪級(jí)數(shù)表示，所以常常采用冪級(jí)數(shù)分析方法。下圖以二極管為例，VB確定工作點(diǎn)的偏置電壓，v1與v2都是輸入信號(hào)，則流過(guò)二極管的電流為v1v2VBvD1212expDBBDsTvVvvVvviIVexpDDsTviIV若不考慮

3、負(fù)載壓降，則有2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)723012323011221231201 11 2222 12 1 22232233 13 123 1 23 2()()(). ()()(). 233.DDBDBDBiaa vVa vVa vVaa vva vva vvaa va va va v va va va v va v va v若將器件的非線性特性（不局限于e指數(shù)）在工作點(diǎn)附近作冪級(jí)數(shù)展開，則有可見，在流過(guò)器件的電流中存在兩個(gè)信號(hào)的各自的平方項(xiàng)、立方項(xiàng)等，也存在兩個(gè)信號(hào)的交叉乘積項(xiàng)。設(shè)法在負(fù)載上提取此項(xiàng)，可以完成信號(hào)的n次方或相乘等非線性運(yùn)算結(jié)果。2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)8非線性電路的頻

4、率變換作用l當(dāng)v1和v2都是簡(jiǎn)諧信號(hào)時(shí)，輸出信號(hào)的 (v1v2)n 項(xiàng)為 所以，在 (v1v2)n 項(xiàng)中將出現(xiàn)輸入信號(hào)中所沒有的頻率成分wn = | pw1qw2 |，其中 p + q = n ，稱為組合頻率輸出信號(hào)l當(dāng)只有一個(gè)輸入信號(hào)時(shí)，(v1v2)n 項(xiàng)退化為vsn，此時(shí)的輸出信號(hào)中含有頻率為wn = nws的成分，即輸入信號(hào)的 n 次倍頻信號(hào)112211111221112222(coscos) (cos)(cos)cos.cos(cos)(cos)nDnnmmnnnmnmmnnnmmnmia VtVta Vtna VtVtna Vt Vta Vtwwwwwwww2022-3-7高頻電路基

5、礎(chǔ)9例1 雙極型晶體管混頻電路已知右圖電路中，晶體管的轉(zhuǎn)移特性為ic = Is exp (vBE/VT)，兩個(gè)輸入分別為輸出回路諧振在wS+wL上，回路諧振阻抗為RL 。試分析其輸出。coscosSSSLLLvVtvVtww2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)10假定由偏置電阻確定的偏置電壓為VBB，則將 iC 在工作點(diǎn)附近展開（3次項(xiàng)及以上忽略）后，有201222222()().111exp()exp()( )()exp()( )2( )( )21( )( )2CBEBBBEBBBBBBBBssbesbeTTTTTCQCQCQbebeTTCQm bembeTiaa vVa vVVVVIIvtIvtV

6、VVVVIIIvtvtVVIg vtgvtV可以看到，其中0次項(xiàng)就是靜態(tài)工作點(diǎn)，1次項(xiàng)就是線性項(xiàng)gmvbe(t)，而2次項(xiàng)（及更高次項(xiàng)）是非線性項(xiàng)。2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)11由于vbe(t)=VScoswSt +VLcoswLt，代入iC(t)表達(dá)式，有222( )(coscos)(coscos).2coscos(cos)(cos)22cos()cos().22CCQmSSLLmSSLLTCQmSSmLLmmSSLLTTmmSLSLSLSLTTitIgVtVtgVtVtVIg Vtg VtggVtVtVVggV VtV VtVVwwwwwwwwwwww2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)12由于

7、輸出回路諧振在wS+wL上，所以上述表達(dá)式中頻率為wS+wL 的成分可輸出，即()1cos()2C outmSLSLTigV VtVww輸出電壓為()1cos()2C outmLSLSLTvg RV VtVww可見這是一個(gè)上變頻電路。如果其中vs是輸入信號(hào)，vC是輸出的中頻信號(hào)，則其變頻跨導(dǎo)和變頻電壓增益分別為,22CCLLCmVCmLSTSTIVVVggGgRVVVV2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)13例2 結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)管混頻電路右圖為場(chǎng)效應(yīng)管混頻的原理電路，兩個(gè)輸入分別為輸出回路諧振在中頻wL -wS上 。試分析其輸出。coscosSSSLLLvVtvVtww2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)14由于

8、所以coscosgsGSQLLSSvVVtVtww2()2()()22()(1)coscos(1)coscos1 2(coscos)gsDDSSGS offGSQLLSSDSSGS offGSQLLSSDSSGS offGSQLLSSGS offviIVVVtVtIVVVtVtIVVVtVtVwwwwww2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)15上式中只有 vL 和 vS 的交叉乘積項(xiàng)能夠產(chǎn)生中頻成分，展開該項(xiàng)：2()2()2222()(coscos)(cos)(cos)2(coscos)2coscosGSQLLSSD outDSSGS offDSSGSQLLSSGS offGSQLLSSLLSSVVt

9、VtiIVIVVtVtVVVtVtVt Vtwwwwwwww2()cos()LSIDSSLSGS offV ViItVww顯然，最后一項(xiàng)能產(chǎn)生中頻電流成分：2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)16 根據(jù)混頻跨導(dǎo)的表達(dá)式可知，混頻跨導(dǎo)正比于VL ，所以增加VL在一定范圍內(nèi)可以使混頻跨導(dǎo)增加。 然而VL又不能過(guò)大。若VL過(guò)大，使得場(chǎng)效應(yīng)管進(jìn)入截止或飽和（結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)管則由于pn結(jié)進(jìn)入正向偏置而產(chǎn)生柵流），則此時(shí)的混頻跨導(dǎo)不會(huì)增加，而非線性失真將迅速增加。 通常選擇合適的靜態(tài)工作點(diǎn)和本振幅度，使得場(chǎng)效應(yīng)管的動(dòng)態(tài)工作點(diǎn)正好介于截止與飽和之間，此時(shí)可以得到最大的變頻跨導(dǎo)，但又不會(huì)產(chǎn)生過(guò)大的失真。所以混頻跨導(dǎo)為2(

10、)LCDSSGS offVgIV2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)17IDVGSvLVGS(off)當(dāng)靜態(tài)工作點(diǎn)選擇在放大區(qū)，且vL的幅度恰恰使得場(chǎng)效應(yīng)管工作到截止與飽和的邊緣（即VL VGS(off) / 2）時(shí)，混頻器具有最大的混頻跨導(dǎo)。結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)管的最大跨導(dǎo)位于VGS = 0處，其值為0()2/mDSSGS offgIV將VL VGS(off) / 2 以及 gm0=2IDSS/VGS(off)代入前面混頻跨導(dǎo)表達(dá)式，得到結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)管混頻器的最大混頻跨導(dǎo)為0max4mCgg2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)18場(chǎng)效應(yīng)管混頻器的特點(diǎn)l由于場(chǎng)效應(yīng)管具有平方律電流特性，不會(huì)產(chǎn)生高于二階的諧波，所以它的非線

11、性失真一般比晶體管混頻器小l由于場(chǎng)效應(yīng)管的跨導(dǎo)比較小，所以混頻增益一般小于雙極型晶體管單管混頻器l選擇合適的工作點(diǎn)和本振幅度，可以使得場(chǎng)效應(yīng)管得到最大的變頻跨導(dǎo)，但又不會(huì)產(chǎn)生過(guò)大的失真減少輸出中無(wú)用分量的方法 混頻器中只有n=2的交叉乘積項(xiàng)中含有的和頻或差頻分量是需要的，其他所有組合頻率分量都是無(wú)用輸出。為了阻止無(wú)用輸出，實(shí)際的混頻器在以下幾方面采取措施：l在輸出端用濾波器取出需要的頻率成分，抑制無(wú)用輸出l在電路結(jié)構(gòu)上采取一定的抵消、補(bǔ)償?shù)仁侄蜗裏o(wú)用輸出l改變非線性器件工作狀態(tài)2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)192022-3-7高頻電路基礎(chǔ)20非線性電路的線性時(shí)變工作狀態(tài) 兩個(gè)信號(hào)作用在一個(gè)非線

12、性器件上，一個(gè)大信號(hào)，另一個(gè)小信號(hào) 小信號(hào)的幅度相當(dāng)小，在其變化的動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)，近似認(rèn)為非線性器件可以作線性化近似，即認(rèn)為器件對(duì)于小信號(hào)的伏安特性是線性的 大信號(hào)使得器件的實(shí)際工作狀態(tài)是變化的，可以認(rèn)為此大信號(hào)提供器件一個(gè)時(shí)變偏置，在此偏置下，器件對(duì)于小信號(hào)的線性伏安特性的參量（例如跨導(dǎo)）是隨時(shí)間（即隨大信號(hào)）變化的 滿足線性時(shí)變狀態(tài)的電路稱為線性時(shí)變電路2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)21線性時(shí)變電路的分析方法假設(shè)一個(gè)非線性器件的轉(zhuǎn)移特性為io= f(vi)，其輸入端加入三個(gè)電壓：偏置電壓V0、大信號(hào)輸入電壓vLO=VLOcoswLOt 和小信號(hào)輸入電壓vRF=VRFcoswRFt，則vi=V0+

13、vLO+vRF 。由于vRF是小信號(hào)（線性近似），(V0+vLO)確定vRF的線性系數(shù)，故將 io= f(vi) 在 (V0+vLO) 附近作冪級(jí)數(shù)展開并忽略非線性項(xiàng)，有00()()oQCLOLORFiiif Vvf Vvv其中 是 時(shí)變時(shí)變工作點(diǎn)工作點(diǎn)電流電流 是 小信號(hào)混頻輸出電流小信號(hào)混頻輸出電流0()CLORFif Vvv0()QLOif Vv2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)22將 vLO=VLOcoswLOt 和vRF=VRFcoswRFt 代入上述輸出電流表達(dá)式混頻輸出電流可以寫為00( )( )cos()QLLLitf Vv tf VVtw這個(gè)電流中一定含有頻率為 nwL 的成分，可

14、以寫為：0( )cos()QQnLnitIntw( )( )( )cosCmRFmRFRFitgtvgtVtw其中 稱為時(shí)變跨導(dǎo)( )( )oQomiiitigtv2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)23012( )coscos2.mLOLOgtggtgtww將時(shí)變跨導(dǎo)展開：混頻輸出電流可改寫為：其中：1( ) () (0)21( )cos() () (1)mLnmLLgt dtnggtnt dtnwww0120( )(coscos2.)cos1cos()cos()2CLLRFRFnRFLORFLORFnitggtgtVtg Vntntwwwwwww2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)24 or IFLORF

15、IFLORFwwwwww顯然，可能輸出的中頻電流為混頻器要求輸出中頻頻率為：1111( )cos()cos()22IFRFLORFRFLORFitgVtgVtwwww所以，混頻跨導(dǎo)為實(shí)際輸出是這兩部分中的一個(gè)線性時(shí)變電路中混頻跨導(dǎo)等于基頻跨導(dǎo)的一半111( )cos() ()22mCmLLgggtt dtww2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)25例已知右圖電路中，晶體管的轉(zhuǎn)移特性為ic=Isexp(vBE/VT) ，輸出回路諧振在(w1-w2)上，諧振阻抗為RL 。若vs(t)=V1mcosw1t +V2mcosw2t，且w1w2，V1mVT，V2mw2，V1mVT，V2m 0還是vLO 0，均有兩

16、個(gè)二極管導(dǎo)通，另兩個(gè)二極管截止。當(dāng)vLO很大時(shí)，二極管工作在開關(guān)狀態(tài)2()2cos()cos() 2 cos(3)cos(3) .3oRFLORFLORFLORFRFLORFLORFivStVttVttwwwwwwwwwl實(shí)際工作在線性時(shí)變狀態(tài)，不完全是開關(guān)模式，此時(shí)各階輸出的系數(shù)由gn代替， gn由vLO確定l輸出組合頻率僅為 l本振頻率的高次諧波nwLO被消除，射頻基頻wRF也被消除LORFpww2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)49二極管雙平衡混頻器的特點(diǎn)： 沒有變頻增益（變頻增益為負(fù)值） 動(dòng)態(tài)范圍大 線性好 使用頻率高且頻帶寬 噪聲系數(shù)小 端口隔離度較好2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)50用微帶

17、線定向耦合器的二極管平衡混頻器兩個(gè)輸入端口的輸入功率都被平分到兩個(gè)輸出端口端口1的信號(hào)到達(dá)端口2時(shí)落后90 、到達(dá)端口3時(shí)落后180 端口4的信號(hào)到達(dá)端口3時(shí)落后90 、到達(dá)端口2時(shí)落后180 端口1和端口4之間相互隔離、端口2和端口3之間相互隔離2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)5123cos()cos()2cos()cos()2LOLORFRFLOLORFRFvVtVtvVtVtwwww2013( )cos()cos()222nRFLORFLORFni tg Vnttnttwwww3013( )cos()cos()222nRFLORFLORFni tg Vnttnttwwww230( )( )(

18、 )cos()2onRFLORFni ti ti tg Vntww當(dāng)本振幅度大而射頻幅度很小時(shí)，形成線性時(shí)變工作狀態(tài)2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)52差分放大器的跨導(dǎo)傳輸特性1212, BEBETTVVVVCsCsII eII eIC1IC2IEEvid+Q2Q1211221111(1)(1)(1)BEBETidTEECCCCCVVVCvVCIIIIIIIeIe晶體管平衡混頻器2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)531(1)idTvVEECIIeVid/VT-6IC/IEE0.51IC1IC26420-2-4IEEIEE211th222idCEEEETvIIIV1111122111th222idTidT

19、idTEECvVvVEEEEvVidEEEETIIeeIIevIIV12th()2idCCEETvIIIIV2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)54Q1Q6Q5Q4Q3Q2IQvoVCCvLvSRCRC晶體管平衡混頻器（Gilbert乘法器）12543656th2th2th2LCCCTLCCCTSCCQTvIIIVvIIIVvIIIV1324124356()()()()() th2thth22oCCCCCCCCCCCLCCCTSLQCTTvIIRIIRIIIIRvIIRVvvI RVV2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)55lGilbert乘法器的輸出是兩個(gè)輸入的雙曲正切的乘積l當(dāng)兩個(gè)輸入均很小（vVT）時(shí)，

20、由于x1時(shí)thxx，它們滿足乘法運(yùn)算，這就是稱為乘法器的原因l一般混頻器工作在線性時(shí)變狀態(tài)，設(shè)vL為大信號(hào)：00th()22costh(cos)22cos1thcos() ()cos()cos 22cos() cos| 2SLoQCTTQCLLSSTTQCLLLLLSSnTTQCnSLSLSnTvvvI RVVI RVtVtVVI RVtnt dtntVtVVI RG VntntVwwwwwwwwwww傅立葉展開2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)56Gn是各階組合頻率分量的電壓增益cos1thcos() ()22LLnLLTVtGnt dtVwww2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)57平衡調(diào)制解調(diào)器(MC

21、1496)l結(jié)構(gòu)特點(diǎn)l在下面的差分對(duì)中加入發(fā)射極負(fù)反饋電阻 RElRE 遠(yuǎn)大于晶體管的發(fā)射極電阻 re，構(gòu)成深度負(fù)反饋T6T5T4T3T2T1IQv1v2voVCCREIQ22RCRC2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)58225622562561111, 22222EEEReEeECQRQCQRQEECCEvvirRrRvvIIiIIIiIRRvIIRRE較大156121122212120()th22th22costh(cos)22cos() cos| oCCCTCETCETCnnEvvIIRVRvvRVRVtVtRVRG VntntRwwwwww2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)59MC1496的典型應(yīng)

22、用電路2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)60雙平衡模擬乘法器T8T7v1T6T5T4T3T2T1v1v2voVCCRE2RCRCRE1T10T92022-3-7高頻電路基礎(chǔ)61l結(jié)構(gòu)特點(diǎn)l在Gilbert乘法器中，下面的差分對(duì)加入深度負(fù)反饋，上面的差分對(duì)由直接輸入改為通過(guò)另一個(gè)電路輸入l增加的電路由帶深度負(fù)反饋的差分放大器以及反雙曲正切函數(shù)電路構(gòu)成反雙曲正切函數(shù)電路帶深度負(fù)反饋的差分放大器平衡調(diào)制解調(diào)器（帶深度負(fù)反饋的Gilbert乘法器）2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)627891011781111711109181111221222112ln, ln11, 22212lnln2arcth212242

23、th2CCECCTECCTssCQCQEEQECEETTTCQEQECCCoETEQEQEEIIVVVVVVIIvvIIIIRRvI RIvvVVVVVvII RI RRRRvvvvvvvRVRI RI R Rv1與v2均可為大信號(hào)2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)63l四象限乘法器 MC14952022-3-7高頻電路基礎(chǔ)64混頻電路中的失真與干擾進(jìn)入混頻電路的信號(hào)有4種：接收信號(hào)vS ，本振信號(hào)vL ，干擾信號(hào)vd ，噪聲信號(hào)vn設(shè)輸入為其中兩個(gè)信號(hào)混頻器的非線性特性為若只計(jì)及非線性特性的三次項(xiàng)（通常高于三次的成分幅度迅速減小，不予考慮） ，則輸出組合頻率 | mf1 nf2 | 成分中，包含這

24、兩個(gè)信號(hào)的各自的基頻分量、二階組合頻率分量和三階組合頻率分量。1122coscosivVtVtww230123.oiiiiaa va va v2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)65二階組合頻率成分，由二次項(xiàng)產(chǎn)生21212cos()a VVtww三階組合頻率成分，由三次項(xiàng)產(chǎn)生23 121223 12213cos(2)43cos(2)4a V Vta VVtwwww基頻成分，由一次項(xiàng)和三次項(xiàng)形成321 13 13 121321232321233()cos4233()cos42aVa Va VVtaVa Va V Vtww2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)66在混頻器輸出的組合頻率中，只有接收信號(hào)與本振信號(hào)產(chǎn)生

25、的中頻信號(hào)是有用信號(hào)。而形成干擾的情況有以下兩種：l組合頻率落在中頻信號(hào)頻帶范圍之內(nèi)，直接進(jìn)入后級(jí)l輸入信號(hào)的組合頻率和本振信號(hào)混頻后產(chǎn)生的信號(hào)落在中頻信號(hào)頻帶范圍之內(nèi)，進(jìn)入后級(jí)能夠產(chǎn)生干擾的輸入信號(hào)組合方式主要有：l本振和干擾信號(hào)（副波道干擾和干擾哨聲）l接收信號(hào)和干擾信號(hào)、以及本振（交調(diào)和堵塞）l兩個(gè)干擾信號(hào)、以及本振（互調(diào)）l本振噪聲和干擾信號(hào)（倒易混頻）2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)67鏡像頻率干擾干擾信號(hào)與本振相互作用，二階干擾產(chǎn)物的頻率為|fL fd |例：fI=465kHz，fL=4000kHz，正常接收的信號(hào)頻率為 fS = fL fI = 4000 465kHz = 3535k

26、Hz，即 fL fS = fI 若干擾頻率恰巧為 fd fL = fI，即 fd = fL + fI = 4000 + 465kHz = 4465kHz，則差頻后的組合 頻率等于中頻，成為干擾。稱為鏡像頻率干擾。fSfLfdfIfI2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)68組合副波道干擾干擾信號(hào)與本振相互作用，三階干擾產(chǎn)物的頻率為 |2fd fL|或|2fL fd|，若此產(chǎn)物頻率等于中頻，則產(chǎn)生干擾。例： fI =465kHz，fL =4465kHz，fS =4000kHz，fL fS = fI 由于本振頻率高于中頻（下變頻），不可能出現(xiàn) 2fd + fL 或 2fL + fd 的干擾信號(hào)。 可能的干擾

27、頻率有： 2fd fL = fI fd = 0.5 ( fL + fI ) =2465kHz fL 2 fd = fI fd = 0.5 ( fL fI ) =2000kHz 2fL fd = fI fd = 2fL fI =8465kHz fd 2fL = fI fd = 2fL + fI =9395kHz 2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)69副波道干擾的消除l這種干擾的產(chǎn)生原因是由于干擾信號(hào)與本振同時(shí)作用l由于本振與信號(hào)之間的關(guān)系就是相乘關(guān)系，所以不可能企圖通過(guò)改善混頻級(jí)特性來(lái)改善l改善的途徑：增加調(diào)諧高放級(jí)直接提高前級(jí)的選擇性，不讓干擾信號(hào)進(jìn)入混頻級(jí)2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)70干擾哨聲混

28、頻器在正常接收某個(gè)信號(hào)的同時(shí)，除了產(chǎn)生正常的中頻信號(hào) |fLfS |外，由于輸入信號(hào)和本振信號(hào)的高次諧波，使得混頻器產(chǎn)生另外的近似中頻|mfLnfS |=fIF ，其中F是一個(gè)人耳可聞的頻率。結(jié)果，這個(gè)頻率與正常的中頻輸出均可以通過(guò)中頻放大電路，由于后續(xù)的檢波電路的非線性，使得輸出電壓產(chǎn)生差拍，人耳即可聽到頻率為F的哨聲。另外，若在接收正常信號(hào)的同時(shí)，又有一個(gè)干擾信號(hào)能夠產(chǎn)生近似中頻|mfLnfd |=fIF ，也會(huì)產(chǎn)生干擾哨聲。2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)71l例正常信號(hào) fS = 930kHz，當(dāng)本振頻率為 fL = 1394.5kHz 時(shí)，正常的混頻輸出為 fLfS = 1394.593

29、0 = 464.5kHz由于此輸出頻率十分接近中頻 fI = 465kHz，所以能夠通過(guò)中頻放大。但是若混頻器的非線性失真過(guò)大，則高階產(chǎn)物有 2fSfL = 29301394.5 = 465.5kHz此頻率也十分接近中頻 ，所以也能夠通過(guò)中頻放大，結(jié)果兩個(gè)頻率在檢波器（二極管）上產(chǎn)生混頻，最后輸出它們的差頻 1kHz 信號(hào)，形成干擾哨聲。2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)72交叉調(diào)制（交調(diào)）接收信號(hào) vs 和干擾信號(hào) vd 在混頻器中相乘，產(chǎn)生多種三階組合信號(hào)。第一類、其中僅包含wS的成分：323333()cos42SSdSaVaV Vtw上述畫紅線部分的幅度受到干擾信號(hào)的調(diào)制，但是其頻率就是接收信

30、號(hào)的頻率，所以再與本振混頻后一定形成中頻，成為干擾信號(hào)。特點(diǎn)：只要干擾信號(hào)有足夠的幅度，任何干擾頻率都可能形成干擾。2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)73223333cos(2) , cos(2)44SdSdSddSa V Vta V Vtwwww第二類、其中包含 wS 和 wd 的三階乘積項(xiàng)成分若 fd 滿足一定條件，該三階信號(hào)與本振信號(hào)混頻后，頻率為顯然它們可以通過(guò)中頻放大。由于其中都含有干擾信號(hào)的幅度成分，所以都能夠成為干擾。22LSdILSdIffffffff或交調(diào)干擾的特點(diǎn)：由于引起干擾的組合頻率是干擾信號(hào)與接收信號(hào)的非線性產(chǎn)物，所以兩者同時(shí)出現(xiàn)。接收信號(hào)一旦消失，干擾信號(hào)亦同時(shí)消失。20

31、22-3-7高頻電路基礎(chǔ)74例：接收信號(hào) fS 4.000MHz，本振信號(hào) fL 4.465MHz 中頻信號(hào) fI 0.465MHz，干擾信號(hào) fd 3.070MHz4MHz3.07MHz4.465MHz(2)2 43.0704.4650.465SdLIffff fI 2fI fd fS fL 4.930MHzfI 2fS fd 顯然此信號(hào)可以通過(guò)中頻放大，并且其中含有干擾信號(hào)的幅度成分。2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)75交調(diào)的一種特別情況是：干擾信號(hào)是一個(gè)幅度極大的信號(hào)。此時(shí)，輸出電流中的接收信號(hào)基頻分量為21332mdgaa V所以混頻器件的平均跨導(dǎo)為通常，器件特性 a3 0。當(dāng)干擾信號(hào)幅度

32、 Vd 很大的時(shí)候，器件的平均跨導(dǎo)極度減小，導(dǎo)致正常信號(hào)無(wú)法接收，這種情況稱為堵塞。在接收機(jī)附近存在強(qiáng)發(fā)射源的時(shí)候就會(huì)出現(xiàn)這種現(xiàn)象。堵塞3213321321333()cos423()cos23()2osssdsssdsdsiaVa Va VVtaVa VVtaa Vvww2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)76互相調(diào)制（互調(diào)）在混頻器內(nèi)，同時(shí)輸入的兩個(gè)干擾信號(hào) vd1 和 vd2 產(chǎn)生各種組合干擾信號(hào)頻率 (mfd1nfd2) ，主要的是三階干擾頻率 (2fd1fd2 )和 (2fd2fd1 )。若其中某頻率滿足則它與本振混頻后產(chǎn)生的信號(hào)能夠通過(guò)中頻放大，形成干擾。與交調(diào)的主要區(qū)別是：互調(diào)是兩個(gè)干擾信

33、號(hào)相互作用后形成的干擾，與接收信號(hào)無(wú)關(guān)。1221(2)(2)LddILddIffffffff2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)77例：接收信號(hào) fS 2.2MHz 干擾信號(hào)分別為 fd12MHz 和 fd21.8MHz 三階干擾頻率有 2fd1fd2 2.2MHz 和 2fd2fd1 1.6MHz 由于其中2.2MHz的干擾信號(hào)頻率與接收信號(hào)相同，所以它與本振混頻后產(chǎn)生的頻率一定等于中頻，就此產(chǎn)生干擾。而且由于這個(gè)干擾與接收信號(hào)無(wú)關(guān)，所以即使接收信號(hào)消失，干擾依然存在。1.6MHz2MHz1.8MHz2.2MHz2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)78交調(diào)、互調(diào)的改善由于交調(diào)、堵塞、互調(diào)等都是由于干擾信號(hào)在

34、混頻級(jí)非線性作用下的產(chǎn)物，所以改善的途徑有兩個(gè)：1.不讓干擾信號(hào)進(jìn)入，方法就是增加調(diào)諧高放2.減少混頻級(jí)中的高階產(chǎn)物，包括采用具有二次特性的場(chǎng)效應(yīng)管混頻電路、采用平衡跨導(dǎo)混頻電路、二極管雙平衡混頻電路等二階截點(diǎn)與三階截點(diǎn)l由于交調(diào)、堵塞、互調(diào)等干擾程度都與器件特性的高階系數(shù)有關(guān)，所以衡量一個(gè)混頻器的優(yōu)劣時(shí)，很重要的指標(biāo)就是高階截點(diǎn)。l主要的高階截點(diǎn)是二階截點(diǎn)和三階截點(diǎn)，它們的定義分別是二階組合頻率輸出功率等于基頻輸出功率的點(diǎn)、三階組合頻率輸出功率等于基頻輸出功率的點(diǎn)。l類似的定義也常常在小信號(hào)放大器中用來(lái)衡量放大器的性能優(yōu)劣。2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)792022-3-7高頻電路基礎(chǔ)80例 某混頻器的混頻功率增益為15dB，輸出三階截點(diǎn)OIP325dBm，問(wèn)輸入功率為20dBm的兩個(gè)干擾信號(hào)時(shí)的三階互調(diào)輸出功率。解：混頻輸出功率和三階輸出功率的關(guān)系如圖。由圖可知，輸入為20dBm時(shí)的三階互調(diào)輸出功率為65dBm顯然，更高的三階截點(diǎn)意味著更低的互調(diào)輸出功率Po(dBm)2010-10-20-30Pi(dBm)20-10-70-60-50-40-30-20100Po1Po3IP325dBm15dBm-65dBm高階截點(diǎn)的測(cè)量方法以三階截點(diǎn)為例，在以分貝表示的輸入輸出功率曲線上，有2022-3-7高頻電路基礎(chǔ)81113333313()oi