電力電子課程設計

1、目錄一、選題背景及意義.2二、設計方案的確定 21主電路拓撲結構 . 22控制方案 2三、主電路工作原理及過程分析 31電容濾波單相橋式不可控整流電路 32降壓斬波電路 4四、功率器件定額參數(shù)的計算 61整流電路部分 62斬波電路部分 7五、控制系統(tǒng)（電路）設計 7六、結束語 101 結論概括 102 設計體會 10七、附錄 111電路原理圖 112元器件明細表 12八、參考文獻 12一、選題背景及意義隨著電力電子技術的高速發(fā)展，電力電子設備與人們的工作、 生活的關系日益密切，而電子設備都離不開可靠的電源，進入80年代計算機電源全面實現(xiàn)了開關電源化，率先完成計算機的電源換代，進入90年代開關電

2、源相繼進入各種電子、電器設備領域，程控交換機、通訊、電子檢測設備電源、控制設備電源等都已廣泛地使用了 開關電源，更促進了開關電源技術的迅速發(fā)展。開關電源是利用現(xiàn)代電力電子技術， 控制開關晶體管開通和關斷的時間比率，維持穩(wěn)定輸出電壓的一種電源， 開關電源一般由脈沖寬度調制（PWM控制IC和IGBT構成。開關電源和線性電源相比，二者的 成本都隨著輸出功率的增加而增長，但二者增長速率各異。線性電源成本在某一輸出功率點上，反而高于開關電源，這一成本反轉點。隨著電力電子技術的發(fā)展和創(chuàng)新， 使得開關電源技術在不斷地創(chuàng)新，這一成本反轉點日益向低輸出電力端移動，這為開關電源提供了廣泛的發(fā)展空間。本設計用電容濾

3、波單相橋式不可控整流電路、降壓斬波電路、IGBT和SG3525芯片構成斬波電源，可用于科研設備、LED照明、工控設備、通訊設備、電力設備、儀器儀表、醫(yī)療設備、半導體制冷制熱等領域，并在節(jié)約能源、節(jié)約資源及保護環(huán)境方 面都具有重要的意義。、設計方案的確定1、主電路拓撲結構 如圖1所示：圖1主電路拓撲結構2、控制方案本設計技術要求經過單相橋式不控整流和電容濾波后得到的直流電壓作為直流斬波電路的輸入電壓，故先由電容濾波的單相橋式不可控整流電路將220V交流電亞整流成直流電壓Ud,再由Ud作為降壓斬波電路的輸入電壓；要求降壓斬波器的輸出 電壓在10200V間連續(xù)可調，故可用由SG3525芯片組成PWM

4、S形發(fā)生器作為降壓斬 波電路中IGBT的觸發(fā)電路，調節(jié)觸發(fā)角來改變占空比從而使輸出電壓在10200V連續(xù)可調。對上述占空比可由設計中要求的斬波器（滿載時平均）輸出直流電流10A來計算出，同時選擇適當?shù)脑?，得到符合要求的直流斬波電源。三、主電路工作原理及過程分析1、電容濾波的單相橋式不可控整流電路a)b)圖2電容濾波的單相橋式不可控整流電路及其工作波形a)電路b)波形(1)工作原理及波形分析圖2a所示的是單相橋式不可控整流電路，圖2b為電路工作波形。假設該電路已工作與穩(wěn)態(tài)，同時由于實際中作為負載的后級電路穩(wěn)態(tài)時消耗的直流平均電流是一定 的，所以分析中以電阻 R作為負載。該電路的基本工作過程是，

5、在 U2正半周過零點至 M=0期間，因U2<Ud,故二極 管均不導通，此階段電容 C相R放電，提供負載所需電流，同時 “下降。至 赳=0之 后，U2將要超過Ud,使得VDi和VD4開通，4=血，交流電源向電容充電，同時向負 載R供電。設VDi和VD4導通的時刻與 叫過零點相距6角，則U2如下式所示u2 = . 2U 2 sin( t 3)在VDi和VD4導通期間以下方程成立ud(0) - 2U2sin、，一、1 t.Ud(0) 0icdt =U2 c式中，Ud (0)為VDi、VD4開始導通時刻直流側電壓值。將U2代入并求解得iC - 2 CU2 cos（ t 、）而負載電流為U2衛(wèi)si

6、n，t、.于是id =ic i設VD1和VD4的導通角為 式得二 ；'2 CU 2 cos( t 、)-Usin( t 、)R9 ,則當 到=日時，VD1和VD4關斷。將idS) = 0代入上tan（i 、）- - RC電容被充電到 城=9時，ud =u2 = J2u2sin（e+6） , VD1和VD4關斷。電容開始以 時間常數(shù)RC按指數(shù)函數(shù)放電，當 時=冗，即放電經過冗日角時，”降至開始充電時 的初值2U 2 sin 5 ,另一對二極管VD2和VD3導通，此后U2又向C充電，與U2正半周的情況一樣（2）主要數(shù)量關系1）輸出電壓平均值空載時，Rr°,放電時問常數(shù)為無窮大，輸

7、出電壓最大，Ud =T2U2。整流電壓平均值Ud可根據(jù)前述波形及有關計 算公式推導得出，但推導繁瑣，故此處直接給出Ud 與輸出到負載的電流平均值Ir之間的關系?？蛰d時，Ud =7'如2。重載時，R很小，電容放電很快， 幾乎失去儲能作用，隨負載加重Ud逐漸趨近于0.9U2,即趨近于接近電阻負載時的情況。通常在設計時根據(jù)負載的情況選擇電容C的值，使RC之（1.52.5）T , T為交流電源的周期， 此時輸出電壓為Ud ： 1.2U22）電流平均值 輸出電流平均值Ir為 Ir =Ud. R在穩(wěn)態(tài)時，電容C在一個電源周期內吸收的能 量和釋放的能量相等，其電壓平均值保持不變，相 應地，流經電容的

8、電流在一周期內的平均值為零， 又由i d = ic+i r得出I d = I R在一個電源周期中，有兩個波頭，id有兩個波 頭，分別輪流流過 VDi、VD4和VD2、VD3。反過來 說，流過某個二極管的電流 證只是兩個波頭中的 一個，故其平均值為I VD = Id 2=IR 23）二極管承受的電壓二極管承受的反向電壓最大值為變壓器二次側電壓最大值，即同2。a)c)圖3降壓斬波電路的原理圖及 波形a ）電路圖 b ）電流連 續(xù)時的波形 c ）電流斷續(xù)時的 波形2、降壓斬波電路降壓斬波電路的原理圖及工作波形如圖3所示。該電路使用一個全控型器件V圖中IGBT,為在V關斷時給負載中的電感電流提供通道，

9、設置了續(xù)流二極管VQ由圖3b中的IGBT的柵射電壓Uge波形可知，在t=0時刻驅動V導通，電源E向 負載供電，負載電壓u0=E,負載電流i口按指數(shù)曲線上升。當11時刻，控制V關斷，負載電流經二極管 VD續(xù)流，負載電壓u口近似為零，負載電流呈指數(shù)曲線下降。為了使負載電流連續(xù)且脈動小， 通常用接L值較大的電感。至一個周期T結束，再驅動V導通，重復上一周期的過程。當電路工作于穩(wěn)態(tài)時，負載電流在一個周期的初值和終值相等，如圖3b所示，負載電流的平均值為tonton 一 lU o =E =E - : Eton toffT式中，ton為V處于通態(tài)的時間；聯(lián)為V處于斷態(tài)的時間；T為開關周期；3為導通占空比，

10、簡稱占空比或導通比。負載電流平均值為U o - EMo R若負載中L值較小，則在V關斷后，到了 t2時刻，如圖3c所示，負載電流已衰減至零，會出現(xiàn)負載電流斷續(xù)的情況。由波形可見，負載電壓u0平均值會被抬高，一般不希望出現(xiàn)電流斷續(xù)的情況。在V處于通態(tài)期間，設負載電流為ii ,可列出如下方程L 半 Rii Em =E dt設此階段電流初值為Ii。，p=L/R,解上式得 e - E ii =Ii°e EEi-e )R在V處于斷態(tài)期間，設負載電流為i2 ,可列出如下方程 di2L Ri2 Em =0 dt設此階段電流初值為I20,解上式得t -tont -toni2 <20e- -%一

11、) R 當電流連續(xù)時有I i0 = i2 (t2 )I 20 = ii (ti )即V進入通態(tài)時的電流初值就是V在斷態(tài)階段結束時的電流值，反過來，V進入斷態(tài)時的電流初值就是 V在通態(tài)階段結束時的電流值。由上面四式得出I 21E 小(展一I J-e：E I20(i-e。)R -EmR EmRoP d匚ze -i、E= ('-%J-e、E二 (=一吸)=uP o式中，P=T/ r ; m = EM /E ; ti/i =由圖3b可知，Iio和I20分別是負載電流瞬時值的最大值和最小值。 把上兩式用泰勒級數(shù)近似，可得.(- -m)EIi0 = I 20 = =I oR上式表示了平波電抗器 L

12、為無窮大，負載電流完全平直時的負載電流平均值Io,此時負載電流最大值、最小值均等于平均值。四、功率器件定額參數(shù)的計算:主電路圖如下圖所示：220V電容濾波的單相橋式不可控整流電路降壓斬波電路LU2VD1 大 VD3A1GBTUoIoRoVD2 22 VE>4 2圖4主電路原理圖單相交流電輸入的有效值 U 2 =220V穩(wěn)定時電容濾波的單相橋式不可控整流電路的輸出電壓：Ud =1.2U 2 =1.2 220 =264 V要求斬波器(滿載時平均)輸出直流電流10A,即I Omax = 10 A要求降壓斬波器的輸出電壓在10200V間連續(xù)可調，故Uomax -200 V由輸入輸出功率相等得：U

13、omin -200 VU Omax I Omax = U d I MAX = I MAXU Omax hmax200 10758 VUd 一 264 一.最大占空比:.=U2 100% .10- 100% =3.79%Ud264最小占空比:Uo_, 200二.=_100%100% =75.76%Ud264(1)電容濾波的單相橋式不可控整流電路部分的參數(shù)計算:二極管：承受最大反向電壓為：.2U2 = 2 220 = 311 V額定電壓為:311 (2 3) =622 933 V最大通態(tài)平均電流有效值為：7.58 =5.36AI MAX.2額定電流為:15 25.36 =5.12 6.83A1.5

14、7濾波電容：降壓斬波電路的等效電阻為：UdI MAX2647.58= 34.83 Q要求計算時取Ud =1.2U2，故3 5 1x 2 f3 51 -=0.03 0.05250c 0.030.05 0.03 0.05C -=R34.83= 8.61 10" 14.36 104F(2)降壓斬波電路部分的參數(shù)計算：整流二極管：承受最大反向電壓為：Ud = 264 V額定電壓為：Ud (2 3) =264 (2 3) =528 792 V最大通態(tài)平均電流有效值為：11 二5.76% 2.T 0 IMAXd(wt) = .1 -75.76%IMAX = 4.92 A額定電流為：4.92 (1

15、.5 2) = 4.7 6.27A1.57IGBT:承受最大反向電壓為：Ud = 264 V額定電壓為：Ud (2 3) =264 (2 3) =528 792 V最大通態(tài)平均電流有效值為：'175.76% 2,1-L IMAXd(wt) =、'75.76%IMAX =8.70A, T 0額定電流為：8.70A-(1.5 2) =8.31 11.08 A1.57五、控制電路的設計本設計采用的IGBT觸發(fā)電路為由SG3525勾成的PWMfe形發(fā)生器。電路結構見圖5-15V圖51GBT觸發(fā)電路原理圖下面主要介紹SG3525A永寬調制器控制電路。(1)、簡介SG3525A系列脈寬調制

16、器控制電路可以改進為各種類型的開關電源的控制性能和使 用較少的外部零件。在芯片上的5.1V基準電壓調定在土 1%,誤差放大器有一個輸入共 模電壓范圍。它包括基準電壓，這樣就不需要外接的分壓電阻器了。一個到振蕩器的同 步輸入可以使多個單元成為從電路或一個單元和外部系統(tǒng)時鐘同步。在Ct和放電腳之問用單個電阻器連接即可對死區(qū)時間進行大范圍的編程。在這些器件內部還有軟起動電路，它只需要一個外部的定時電容器。一只斷路腳同時控制軟起動電路和輸出級。只要 用脈沖關斷，通過PWM脈寬調制)鎖存器瞬時切斷和具有較長關斷命令的軟起動再循 環(huán)。當Vcc低于標稱值時欠電壓鎖定禁止輸出和改變軟起動電容器。輸出級是推挽式

17、的 可以提供超過200mA的源和漏電流。SG3525源歹的NOR(或非)邏輯在斷開狀態(tài)時輸 出為低。(2)、SG3525Ag部結構和工作特性1)基準電壓調整器基準電壓調整器是輸出為5.1V , 50mA有短路電流保護的電壓調整器。它供電給 所有內部電路，同時又可作為外部基準參考電壓。若輸入電壓低于6V時，可把15、16腳短接，這時5V電壓調整器不起作用。2)振蕩器3525A的振蕩器，除Ct、Rt端外，增加了放電7、同步端3。RT阻值決定了內部 恒流值對Ct充電，Ct的放電則由5、7端之間外接的電阻值Rd決定。把充電和放電回 路分開，有利于通過Rd來調節(jié)死區(qū)的時間，因此是重大改進。這時 3525

18、A的振蕩頻率 可表小為：Ct(0.7Rt 3Rd)在3525A中增加了同步端3專為外同步用，為多個3525A的聯(lián)用提供了方便。同步 脈沖的頻率應比振蕩頻率fS要低一些。15 c-12度基涯調整器16同步 o Ri oCtO分振蕩器l!觸發(fā)器FWH鎖存器K+SC1525A：十o 11L 14 5 _n_ 出1/13輸出rrefOq5K關閉10 oTSG1S27Ao 11出Aq 14 輸 出l_t圖6 SG3525內部原理圖3）誤差放大器誤差放大器是差動輸入的放大器。它的增益標稱值為80dB,其大小由反饋或輸出負載決定，輸出負載可以是純電阻，也可以是電阻性元件和電容的元件組合。該放大器 共模輸入電

19、壓范圍在1.83.4V,需要將基準電壓分壓送至誤差放大器 1腳（正電壓輸 出）或2腳（負電阻輸出）。3524的誤差放大器、電流控制器和關閉控制三個信號共用一個反相輸入端，3525A改為增加一個反相輸入端，誤差放大器與關閉電路各自送至比較器的反相端。這樣避免 了彼此相互影響。有利于誤差放大器和補償網絡工作精度的提高。4）閉鎖控制端10利用外部電路控制10腳電位，當10腳有高電平時，可關閉誤差放大器的輸出，因 此，可作為軟起動和過電壓保護等。5）有軟啟動電路比較器的反相端即軟起動控制端 8,端8可外接軟起動電容。該電容由內部 Vref的50uA恒流源充電。達到2.5V所經的時間為t=25V,Cn。

20、占空比由小到大（50%變化。50A6）增加PW順存器使關閉作用更可靠。比較器（脈沖寬度調制）輸出送到PWM1存器。鎖存器由關閉電路置位，由振蕩器 輸出時間脈沖復位。這樣，當關閉電路動作，即使過流信號立即消失，鎖存器也可維持 一個周期的關閉控制，直到下一周期時鐘信號使倘存器復位為止。另外，由于PWM1存器對比較器來的置位信號鎖存， 將誤差放大器上的噪音、振鈴 及系統(tǒng)所有的跳動和振蕩信號消除了。只有在下一個時鐘周期才能重新置位，有利于可 靠性提高。7）增設欠壓鎖定電路電路主要作用是當IC塊輸入電壓小于8V時，集成塊內部電路鎖定，停止工作（具 準源及必要電路除外），使之消耗電流降到很?。s 2mA。

21、8）輸出級由兩個中功率NPNt構成，每管有抗飽和電路和過流保護電路，每組可輸出100mA 組間是相互隔離的。電路結構改為確保其輸出電平或者是高電平或者是低電平的一個電平狀態(tài)中。為了能適應驅動快速的場效應功率管的需要，末級采用推拉式電路，使關斷速度更快11端（或14端）的拉電流和灌電流，達100mA在狀態(tài)轉換中，由于存在開閉滯后， 使流出和吸收間出現(xiàn)重迭導通。在重迭處有一個電流尖脈沖，其持續(xù)時間約使用時約100ns。使用時Vc接一個0.1uF電容可以濾去尖峰。另一個不足處是吸電流時，如負載電流達到50mAz上時，管飽和壓降較高（約1V）。（ 3） 、 IC 芯片的工作直流電源Vs從15號腳引入分

22、兩路：一路加到或非門；另一路送到基準電壓穩(wěn)壓器的輸入端，產生穩(wěn)定的5.1V 基準電壓，5.1V 再送到內部（或外部）電路的其他元件作為電源。振蕩器5號腳需外接電容Cr,6號腳需外接電阻Rr,即可調節(jié)振蕩器的頻率。振蕩器的輸出分為兩路：一路以時鐘脈沖形式送至雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器及二個或非門；另一路以鋸齒波形式送至比較器的同相端。比較器的反相端連向誤差放大器。誤差放大器實際上是個差分放大器，它有兩個輸入端：1 號腳為反相輸入端；2 號腳為同相輸入端，這兩個輸入端可根據(jù)應用需要連接。例如，一端可連到開關電源輸出電壓Vc 的取樣電路上（取樣信號電壓約2.5V）,另一端連到16號腳的分壓電路上（應取得2.5V的

23、電壓），誤差放大器輸出9 號腳與地之間可接上電阻與電容，以進行頻率補償。誤差放大器的輸出與鋸齒波電壓在比較器中進行比較，從而在比較器的輸出端出現(xiàn)一個隨誤差放大器輸出電壓的高低而改變寬度的方波脈沖，再將此方波脈沖送到或非門的一個輸入端?；蚍情T另二輸入端分別為觸發(fā)器、振蕩鋸齒波。最后，在晶體管A和B上分別出現(xiàn)脈沖寬度隨 Vc 變化而變化的脈沖波，但兩者相位相差180。六、結束語1、結論概括該斬波電源實現(xiàn)了如下技術要求：（1）單相交流220V輸入，經過單相橋式不控整流和電容濾波后得到的直流電壓Ud,Ud作為直流斬波電路的輸入電壓。（2）要求降壓斬波器的輸出電壓在10200V間連續(xù)可調。（ 3）斬波器（滿載時平均）輸出直流電流10A。該斬波電源設計較完整，可用于科研設備、LED照明、工控設備、通訊設備、電力設備、儀器儀表、醫(yī)療設備、半導體制冷制熱等領域，并能節(jié)約能源、節(jié)約資源及 保護環(huán)境等。2、設計體會電力電子技術課程設計是一個重要的實踐性環(huán)節(jié)，它包括課題選擇、方案確定、主電路工作原理及過程分析、功率器件定額參數(shù)計算、控制電路設計及繪制電路原理圖等實踐內容。本次課程設計，讓我對課本上的知識有了更加深刻的認識和理解，并能夠加以擴展，從而應用于實踐當中，去設計一個實際的斬波電源。通過課程設計，我熟悉和掌握了電容濾波單相橋式不可控整流電路和降壓斬波電路的組成、工作