4G OFDM系統(tǒng)的仿真及其誤碼率性能分析

1、1 4G OFDM系統(tǒng)的仿真及其誤碼率性能分析摘要：本文主要研究分析了 OFDM系統(tǒng)的誤碼率性能，并在此基礎(chǔ)上進行系統(tǒng)仿真。并通過 信噪比，多普勒效應(yīng)和保護間隔測量并計算誤碼率。在仿真過程中，使用BPSK、QPSK和 16PSK調(diào)制技術(shù)，信道采用高斯白噪聲信道。OFDM信號加入信噪比，多普勒效應(yīng)和保護 間隔的效果能改善系統(tǒng)性能。索引詞：高斯白噪聲、誤碼率（BER）、多普勒效應(yīng)、保護間隔、OFDM系統(tǒng)、信噪比（SNR）1.簡介下一代移動通信系統(tǒng)的目標(biāo)是要像聲音信號那樣做到高速數(shù)據(jù)、圖像及多媒體無線通信 等通信服務(wù)的無縫接合。而能夠應(yīng)付這種挑戰(zhàn)的便是4G OFDM系統(tǒng)。雖然OFDM調(diào)制原 理早在1

2、960年就已經(jīng)存在，但在最近幾年才在商用的高速通信系統(tǒng)中作為關(guān)鍵調(diào)制技術(shù)嶄 露頭角。其最主要原因在于它能方便得實現(xiàn)高速數(shù)據(jù)傳輸率，并有效抑制離散信道的符號間 干擾。所以，OFDM調(diào)制被廣泛應(yīng)用于有線和無線通信系統(tǒng)，例如歐洲的數(shù)字音頻、視頻 廣播，還有局域網(wǎng)等。本文第二章是OFDM系統(tǒng)的文獻綜述，第三章講述了 OFDM系統(tǒng)的數(shù)字工具和技術(shù)。 第四章設(shè)計了 OFDM系統(tǒng)并在第五章給出仿真結(jié)果，最后，第六章作為結(jié)論。OFDM技術(shù)是由多載波調(diào)制發(fā)送技術(shù)發(fā)展而來的。多載波傳輸MCM把發(fā)送比特流分 解成若干具有低比特率的并行子比特流，然后用這樣低比特率形成的低速率的多狀態(tài)符號再 去調(diào)制相應(yīng)載波。第一個使用

3、MCM技術(shù)的是50年代末60年代初的高頻軍用系統(tǒng)，例如： Kineplex, Andeft和Kathryn系統(tǒng)。OFDM是一種特殊的MCM技術(shù)，具有大規(guī)模子載波和 可重疊頻譜的特點，于1966年在BELL實驗室由Chang提出發(fā)表并獲得專利。OFDM徹底 拋棄了采用帶通濾波器將各個子載波頻譜完全分離的方式，而前者被廣泛應(yīng)用于頻分多址 （FDMA）。而作為替代的，OFDM采用各子載波保持互相正交的方式以保證時域波形上載 波頻譜能夠有部分重疊。其中發(fā)送數(shù)據(jù)流的正交可通過傅里葉變換（或者快速傅里葉變換 FFT）得到。由于OFDM的各個子載波之間相互正交，可采用FFT實現(xiàn)這種調(diào)制，但在實際應(yīng)用中， 實

4、時傅里葉變換設(shè)備的復(fù)雜度、發(fā)射機和接收機振蕩器的穩(wěn)定性以及射頻放大器的線性要求 等因素都成為OFDM技術(shù)實現(xiàn)的制約條件。所以O(shè)FDM技術(shù)一經(jīng)問世并沒有馬上得到廣泛 應(yīng)用。如今，隨著諸多技術(shù)問題的解決，自上世紀(jì)90年代起，OFDM技術(shù)由于其在衰落信 道中的抗衰落的優(yōu)勢得到了多方的興趣與關(guān)注。2. OFDM系統(tǒng)的數(shù)學(xué)化工具與技術(shù)OFDM是一種特殊的多載波傳輸方案。它可以被看作是一種調(diào)制技術(shù)，也可以被當(dāng)作 一種多路復(fù)用技術(shù)，多路復(fù)用與OFDM的不同在于前者的發(fā)送信號來自不同信源，而后者 的發(fā)送信號來自同一信源并且由此信號分成若干子信號。MCM的基本思想是把單個數(shù)據(jù)流 串變換為N路速率較低的子數(shù)據(jù)流串

5、，而OFDM的主要思想是在頻域內(nèi)將所給信道分成若 干個正交子信道，將待傳的數(shù)據(jù)分到各個子信道并行傳輸，然后分別進行調(diào)制和解調(diào)。1971年Weinstein和Erbet提出了利用傅里葉變換調(diào)制多載波信號，并用傅里葉反變換 進行相干解調(diào)。下文將給出數(shù)學(xué)推導(dǎo)證明幅角的有效性。f 1Md ）v-i假設(shè)一數(shù)據(jù)串（d0，di，dn-1），每個數(shù)據(jù)符dn是一個復(fù)數(shù)：d=an+jbn。對向量n n=0做傅里葉變換得到N個復(fù)數(shù)向量s=（s0，si，sn-1），有At是區(qū)間內(nèi)的任意值。則S的實部有：如果這部分以時間間隔At通過低通濾波器，則可得到近似的頻分復(fù)用信號：由于只有調(diào)試數(shù)據(jù)的實部才會被發(fā)送，故以兩倍采樣頻

6、率做傅里葉變換來恢復(fù)對調(diào)制數(shù) 據(jù)，即得到傅里葉變換的結(jié)果為：則可以提取出原始數(shù)據(jù)al和bl的實部和虛部zl （除1=0的情況以外）。由于并聯(lián)輸入的 正弦部分是有時限的，功率頻譜為sin f/ f2，即只要選擇正確的采樣間距，則其余部分互不 干擾。因此OFDM符號的正交性能有效對抗碼間干擾。本文另外還提出了簡單的均衡方案并研究了線性信道的失真影響。3. OFDM系統(tǒng)的設(shè)計為實現(xiàn)仿真，使用MATLAB建立圖1中的鏈路。本文基于此系統(tǒng)模型。此模型實現(xiàn)了 OFDM系統(tǒng)的基本特性。MATLAB環(huán)境下能幫助實現(xiàn)這一目的。A.算法以下是實現(xiàn)系統(tǒng)仿真的概述與基本原理：生成一組長度可分的二進制數(shù)據(jù)采用BPSK技

7、術(shù)調(diào)制信號，通過語句：out=msg. 12得到使用MATLAB模塊“reshapes”進行串/并轉(zhuǎn)換進行傅里葉反變換加入延時循環(huán)。根據(jù)輸入?yún)?shù)的保護長度定義此延時長度。進行并/串轉(zhuǎn)換，準(zhǔn)備信號傳輸。通過帶有高斯白噪聲的瑞利多徑衰落信道，同時進行信道估算。進行串/并轉(zhuǎn)換。消除保護循環(huán)前綴根據(jù)得到的信道估值，對接收信號均衡化。使用傅里葉變換恢復(fù)信號。進行并/串轉(zhuǎn)換對BPSK編碼符號解調(diào)，判決域為：demond =2（實部（RXmsg）=0）計算系統(tǒng)誤碼率仿真結(jié)果本文仿真了信噪比、多普勒效應(yīng)以及保護間隔對OFDM信號的影響，并得出了如下的 仿真結(jié)果：信噪比和誤碼率性能的仿真結(jié)果首先使用隨機比特發(fā)生

8、器產(chǎn)生一組隨機信號，并使用不同的調(diào)制技術(shù)調(diào)制該信號，例如 BPSK、QPSK、16PSK技術(shù)。使信號通過高斯白噪聲信道，此時解調(diào)信號并進行檢錯。本 次仿真選擇不同的信噪比值進行研究，此處的信噪比可看作平均信噪比。從圖表中我們可以 看到誤碼率隨信噪比變化曲線。仿真使用100個子載波，比特率為100bps。通過仿真結(jié)果我們可以看出，采用16PSK、QPSK、BPSK調(diào)制技術(shù)分別可以允許信噪 比SNR大于28dB，SNR大于15-17dB和SNR大于7-10dB。其中，16PSK調(diào)制技術(shù)可允許 的信噪比大于其余兩個。所以，可以采用16PSK調(diào)制技術(shù)測量和計算誤碼性能。保護間隔和誤碼率性能的仿真結(jié)果為

9、分析循環(huán)前綴的效果，取信道最大時延擴展值為5卜，循環(huán)前綴的長度分別取13、4卜、 20*。多徑仿真采用兩個不同路徑，取最大多普勒時延為1kHZ。下圖演示了不同的循環(huán)前 綴取值下系統(tǒng)性能的相對變化曲線圖。正如預(yù)期那樣，當(dāng)保護循環(huán)前綴的長度小于5四時，OFDM系統(tǒng)信號有符號間干擾， 并且誤碼率直線上升，曲線的上升趨勢明顯。當(dāng)保護長度大于或等于5四時誤碼率很低。當(dāng) 保護長度略低于所需長度，為4四時，誤碼率上升，當(dāng)保護長度預(yù)案低于多徑時延長度僅為 1*時，OFDM系統(tǒng)出現(xiàn)了多個符號間干擾，誤碼率也很高。最后，我們可以得出結(jié)論：對于BPSK和QPSK調(diào)制技術(shù)來說，誤碼率隨著保護長度 的降低而上升，反之亦

10、然。多普勒效應(yīng)和誤碼率性能的仿真結(jié)果在此項仿真中，我們采用3, 5, 10等不同的信道估計率。此處2kHZ是最大多普勒擴 展。同樣，還是把信道分成兩個子信道。采用5kHZ的循環(huán)前綴來保證結(jié)果不受符號間干擾。 結(jié)果如下圖所示。這里我們采用兩種調(diào)制技術(shù)：BPSK和QPSK。在實際仿真中，最小估算率一般可以從 給定的最大多普勒擴展推出。比較這三種符號曲線，我們可以看到：當(dāng)符號數(shù)增加時，誤碼 率也在增加，反之亦然。兩種調(diào)制技術(shù)都可以得出此結(jié)論。結(jié)論符號間干擾和碼間串?dāng)_是OFDM系統(tǒng)中的關(guān)鍵問題。而這些問題可以通過添加保護前 綴/保護間隔解決。在信噪比和誤碼率性能的分析中，可以看出：在相同給定信道環(huán)境下

11、， 誤碼率隨信噪比的增加而降低。此時誤碼率為零。我們采用BPSK、QPSK、16PSK等調(diào)制 技術(shù)。誤碼率決定于子載波數(shù)和信號傳輸時間。BPSK、QPSK、16PSK要求的最小信噪比 分別為7dB、12dB和26dB。在保護間隔和誤碼率性能的仿真項目中，在相同信道環(huán)境下， 若增加保護長度，誤碼率隨之下降。此時誤碼率為零。在多普勒效應(yīng)和誤碼率性能的仿真 項目中，在相同信道環(huán)境下，若增加符號數(shù)，誤碼率也隨之增加。最后，通過對系統(tǒng)仿真的分析，我們可以推出:添加一個最小值為最大多徑時延擴展的 循環(huán)前綴就可以有效抵抗符號間干擾。因此，在低速和多普勒擴展的條件下，能產(chǎn)生較低的 信道估算率以改善數(shù)據(jù)吞吐效率

12、。圖1.系統(tǒng)實現(xiàn)的方框圖BER 源chanM- signa- to 奇盟 FIHfffor BPmKChannel SNR MBBE;p05f ft IKIT1111BER vers 尚 channILgnaj to No.&e RaliQfcr MPcfiK25a15 s 0h 當(dāng) n.羅zlM3X / 9L /*Iip-Ki iJ5i 日p iJ if jT*J JS/ JE16PSK *QPSK _DESK_30 4 16PSKT 琛漏&血泳燹 BER veJEEl charmgnal s No.se Ratiofor ImpsK- OPS 養(yǎng) BPSK呂 而i as Cham.-SNR

13、KBJBER vera*0Mnnffi-gnE-sZ2.* RaiksfgoFCQK5BPSK，QPSK，16PSKJT&燹4&IM、micro saunasJ-Effect of Guard Interval for BPSKI*IMlit111+IMBERChannel SNR (dB)BER圖8. BPSK調(diào)制下保護間隔長度為203的BER性臺匕能匕圖9. BPSK調(diào)制下保護間隔長度為1, 4, 203的BER性能Effect of Guard Interval for QPSK0.14Xmlcrosac珈隹1_ 、Effect of Guard InteivalforQPSK0.12D

14、.MUD.MBERD.MIB 10Channel SNR (dB)micro second日b w 12 u ieChannel SNR (dB)圖10. QPSK調(diào)制下保護間隔長度為Ips的BER性臺匕能匕圖11. QPSK調(diào)制下保護間隔長度為4ps的BER性臺匕能匕Effect of Guard Interval for QPSKEffect of Guard Intenalfor QPSKChannel SNR (dB)圖12. QPSK調(diào)制下保護間隔長度為20ps的BER性能圖13. QPSK調(diào)制下保護間隔長度為1, 4, 20ps的BER性能Channel SNR (dB)圖14. BPSK調(diào)制的3符號估算率的BER性能MHKiinLrn Doppler of 2 kHz for BPSK110 symbols 1MHKiinLrn Doppler of 2 kHz for BPSKI10 symbols 1Channel SNR(dB)圖15. BPSK調(diào)制的5符號估算率的BER性能Channel SNR(dB)圖16. BPSK調(diào)制的10符號估算率的BER性能I 尊 Jffvmbd日 IMajamum Doppler of 1 kHz for QPSK+eeid12Channel SNR(dB)圖17. BPSK調(diào)制的3, 5, 10符號估算率的BER性能