3gpp lte中的ofdma和sc-fdma性能比較

1、3GPP LTE 中的 OFDMA 和 SC-FDMA 性能比較作 者：摘要本文闡述了 OFDMA 和 DFT-S OFDM 的基本原理，比較了兩者的基本性能。仿真結(jié)果表明，在未編碼的條件下，當(dāng) BER 為 10-3 、12 個子載波被占用時，OFDMA 優(yōu)于 DFT-S OFDM 1 dB；在采用 Turbo 編碼的條件下，當(dāng) BER 為 10-3 時，OFDMA 與 DFT-S OFDM 相比，有將近 3 dB 的增益；在結(jié)合 MIMO 的系統(tǒng)中，OFDMA 對 DFT-S OFDM 的鏈路級性能的優(yōu)勢將擴(kuò)大。由于 OFDMA 的 PAPR 可以降低到 3GPP 要求的 6 dB 以下，而

2、性能降低小于 0.5 dB6，因此從鏈路級性能來看，OFDMA 的性能優(yōu)于 DFT-S OFDM。：3GPP，OFDMA，SC-FDMA通用陸地?zé)o線接入(UTRA)演進(jìn)的目標(biāo)是構(gòu)建出高速率、低時延、分組優(yōu)化的無線接入系統(tǒng) 1。 演進(jìn)的 UTRA 致力于建立一個上行速率達(dá)到 50 MHz、下行速率達(dá)到 100 MHz、頻譜利用率為 3G R6 的 34 倍2 的高速率系統(tǒng)。為達(dá)到上述目標(biāo)，多址方案的選擇應(yīng)該考慮在復(fù)雜度合理的情況下，提供更高的數(shù)據(jù)速率和頻譜利用率。在上行鏈路中，由于終端功率和處理能力的限制，多址方案的設(shè)計更具功率比(PAPR)對功率效率的影響。性，除了性能和復(fù)雜度，還需要考慮峰值

3、平均在 3GPP LTE 的標(biāo)準(zhǔn)化過程中，諾基亞、北電等公司提交了若干多址方案，如多載波(MC)-WCDMA，MC-TD-SCDMA，正交頻分多址接入(OFDMA)，交織頻分復(fù)用(IFDMA)和基于變換擴(kuò)展的正交頻分復(fù)用(DFT-S OFDM)。OFDMA 已成為下行鏈路的主流多址方案，并且是上行鏈路的熱門候選方案，其中，北電公司的方案支持頻分雙工()方式3，信息的方案支持時分雙工(TDD)方式4。電信傳輸由于正交頻分復(fù)用(OFDM)能夠很好地對抗無線傳輸環(huán)境中的頻率選擇性，可以獲得很高的頻譜利用率，OFDM 非常適用于無線寬帶信道下的高速傳輸。通過給不同的用戶分配不同的子載波，OFDMA 提

4、供了天然的多址方式。由于用戶間信道的獨(dú)立性1，可以利用聯(lián)合子載波分配帶來的多用戶分集增益提高性能，達(dá)到服務(wù)質(zhì)量(QoS)要求。然而，為了降低成本，在用戶設(shè)備(UE)端通常使用低成本的功率放大器，OFDM 中較高的 PAPR 將降低 UE 的功率利用率，降低上行鏈路的覆蓋能力。由于單載波頻分復(fù)用(SC-FDMA)具有的較低的 PAPR，它被提議成為候選的多址方案5。目前，OFDMA 已被廣泛研究，并已成為 3GPP LTE 的下行鏈路的主流多址方案。然而，在上行鏈路的研究中，盡管 SC-FDMA 成為主流的多址方式，但 OFDM 和 SC-FDMA 之間的比較大多從 PAPR 的角度進(jìn)行，而沒有

5、考慮兩者的鏈路性能，更沒有充分地考慮 PAPR 和性能的折衷。本文比較了 OFDMA 和 DFT-S OFDM 的基本原理，并仿真了它們在無線信道中的基本性能。仿真結(jié)果表明：盡管 DFT-S OFDM 具有較低的 PAPR，但它的鏈路級性能卻不如 OFDMA。1 OFDMA 和 DFT-SOFDM 的基本原理1.1OFDMA 的基本原理OFDMA 將整個頻帶分割成許多子載波，將頻率選擇性道，從而能夠有效地抵抗無線移動環(huán)境中的頻率選擇性信道轉(zhuǎn)化為若干平坦子信。由于子載波占用頻譜，OFDM 能夠提供較高的頻譜利用率和較高的信息傳輸速率。通過給不同的用戶分配不同的子載波，OFDMA 提供了天然的多址

6、方式，并且由于占用不同的子載波，用戶間滿足相互正交，沒有小區(qū)內(nèi)干擾(如圖 1 所示)。同時，OFDMA 可支持兩載波分配模式：分布式和集中式。在子載波分布式分配的模式中，可以利用不同子載波的頻率選擇性獲得分集增益。的獨(dú)立性而此外，因為 OFDMA 已成為下行鏈路的主流方案，上行鏈路如也采用 OFDMA，LTE 的上下行鏈路將具有最大的一致性，可以簡化終端的設(shè)計。一個分配了 M 個子載波的用戶的傳輸信號可表示為：D =d 0，d 1d M-1T，其中，T代表矩陣轉(zhuǎn)置，di 是調(diào)制信號。經(jīng)過快速分配的反變換(IFFT)調(diào)制后，信號向量 S =F N* T N,M D，其中 TN，M 代表子載波矩陣

7、，其元素是表達(dá)子載波的分布式或者集中式分配。F*N 是 N 點(diǎn) IFFT 矩陣，*代表共軛轉(zhuǎn)置，并且 FN=f 1T，f 2Tf NTT，經(jīng)過信道和快速變換(FFT)信號處理后，頻域的接收信號可以作如下表達(dá)：R=HTN，M D+n，其中 H=diag(Hk)，Hk 是第k 個子載波上的頻域響應(yīng)；n 是R=r(0)，r (1) r (N-1)T，r (k)是第 k 個子載波上的接收信號。噪聲向量；由于 OFDM 的時域信號是若干平行隨機(jī)信號之和，因而容易導(dǎo)致高 PAPR。端的功率限制相對較弱，并且可以采用較為昂貴的功率放大器，所以在下行鏈路中，高 PAPR 不會帶來太大。然而，在上行鏈路中，由于

8、用戶終端的功率放大器要求低成本，并且電池的容量有限，因而高 PAPR 會將降低 UE 的功率利用率，減小上行的有效覆蓋。為避免 OFDM的上述缺點(diǎn)，必須降低 PAPR。降低 OFDM 的 PAPR 的技術(shù)有很多，比如選擇性、削波和濾波等等。文獻(xiàn)6中證明了通過削波和濾波，可以將 PAPR 降低到 6 dB 以下時，同時對 OFDM 的性能影響很小，而且?guī)淼膹?fù)雜度增加也是可以接受的。因此，本文將主要研究不同多址方案的鏈路級性能的比較。1.2DFT-SOFDM 的基本原理結(jié)合動態(tài)帶寬分配的單載波傳輸技術(shù)已成為 LTE 上行鏈路的主要候選多址方案1，其主要優(yōu)勢是具有較低的 PAPR。與多載波信號相比

9、，單載波技術(shù)可以降低對終端功放的要求，提高功率的利用率。DFT-S OFDM 可以認(rèn)為是 SC-FDMA 的頻域產(chǎn)生方式，是 OFDM 在 IFFT 調(diào)制前進(jìn)行了基于變換的預(yù)編碼。不加循環(huán)前綴的傳輸信號可以表達(dá)為：S=FN* TN，M FM D，其中FM 是 M 點(diǎn) FFT。DFT-S OFDM 也具有兩種模式：集中式和分布式。圖 2 是集中式 DFT-S OFDM 的示例，其中 m 1m M 表示M 個不同的調(diào)制器傳輸?shù)谋忍財?shù)，而 f 1f M 表示 N 點(diǎn) IFFT 的 M路輸入。在發(fā)送端，先對塊長為 M 的調(diào)制信號進(jìn)行 M 點(diǎn) FFT 信號處理，再根據(jù)子載波模式將 M 點(diǎn) FFT 的輸出

10、信號到 N 個子載波上，經(jīng)過 IFFT 將信號轉(zhuǎn)變?yōu)闀r域信號之前，可以進(jìn)行頻域脈沖成型。與時域脈沖成型類似，頻譜成型可以在頻譜的利用率和 PAPR 間折衷，如果滾降系數(shù)大于 0，則使頻譜擴(kuò)張，這與時域脈沖成型要求的過采樣率相對應(yīng)。接收端為圖 2 的逆過程。在去保護(hù)間隔和 N 點(diǎn) FFT 處理以后，頻域的接收信號為：R=HTN，M FM D +n，此時 DFT-S OFDM 也能在頻域進(jìn)行均衡。2 系統(tǒng)參數(shù)設(shè)定和均衡器在 3GPP LTE 的提案中，很多仿真結(jié)果都是在 3GPP 步行環(huán)境 B 類信道(PB)3 km/h 或者車載環(huán)境 A 類信道(VA)120 km/h 的情況下。不論是 OFDM

11、A 還是 DFT-S OFDM，在經(jīng)過這樣的信道后，其接收信號都將成為頻率選擇性信號。如果用戶所占用的子載波上的信道不是常值的話，就需要頻域均衡器來恢復(fù)信號。本文中采用迫零(ZF)均衡器。對于 OFDMA 系統(tǒng)，在經(jīng)過 ZF 均衡后，信號可以表達(dá)為：其中 n=H*Wn，W 是對角矩陣，定義為：在 OFDMA 的接收端，經(jīng)過均衡后，恢復(fù)的數(shù)據(jù)直接送入軟解調(diào)和單元。很明顯，由于信道是頻率選擇性的，可以獲得頻率分集增益。信道的頻率選擇性越強(qiáng)，則 OFDMA 能獲得的頻率分集增益越大。在下節(jié)中，仿真結(jié)果將證實的分析。對于 DFT-SOFDM 系統(tǒng)，在進(jìn)行最小均方誤差(MMSE)均衡后，信號可表示為：R

12、=H*W(HTN，MFMD+n)=H*WHTN，MFMD+n，其中比較 D 和 R，可以看到 DFT-SOFDM 在頻域均衡后，在解調(diào)和單元前，還需要進(jìn)行 M點(diǎn)的 IFFT(與發(fā)送端相對應(yīng))。經(jīng)過 M 點(diǎn) IFFT 后，信號可表示為：。已恢復(fù)的數(shù)據(jù) D 送入 DFT-S OFDM 接收端的軟解調(diào)單元。DFT-S OFDM 的優(yōu)勢在于其信號的時域?qū)崿F(xiàn)能夠在一定程度上降低 PAPR。但其中和是，由于也是在時域進(jìn)行的，DFT-S OFDM 只能利用時域選擇性。表 1 給出了本文仿真的公共參數(shù)7。3 仿真結(jié)果的比較DFT-S OFDM 和 OFDMA 兩種上行多址方式的鏈路級仿真結(jié)果如圖 3 所示。當(dāng)

13、每用戶分配300 個相鄰子載波時，兩種多址方式的未編碼系統(tǒng)的誤碼率(BER)性能分別如圖 3 中紅色和藍(lán)色線所示，這里，兩者都是理想信道估計，均采用 ZF 均衡?？梢钥吹?，DFT-S OFDM 性能劣于 OFDMA，原因在于信道是頻率選擇性的。OFDMA 在頻域進(jìn)行解調(diào)，其性能取決于深的子載波；而對于 DFT-S OFDM，解調(diào)是在時域進(jìn)行的，并且其信號是 IFFT 之前信號的平均，不能有效利用信道頻率選擇性，所以其性能劣于OFDMA。然而。DFT-S OFDM 對信噪比(SNR)更為敏感，隨著 SNR 的增加，OFDMA 和DFT-S OFDM 性能會逐漸接近。圖 4 給出了每用戶分配 30

14、0 個相鄰子載波、16 相正交幅度調(diào)制(16QAM)調(diào)制時，兩種多址方式的編碼系統(tǒng)的誤塊率(BLER)性能。這里 OFDMA 采用了 ZF 均衡，而 DFT-S OFDM 采用了 MMSE 均衡?？梢钥吹?，當(dāng) BLER 為 10-2 時，OFDM 與 DFT-S OFDM 相比，具有 3 dB的增益。原因在于信道是頻率選擇性的，OFDMA 能有效利用信道的頻率選擇性。所以，結(jié)合編碼的 OFDM 系統(tǒng)與時域編碼系統(tǒng)相比，能獲得明顯的增益。在實際系統(tǒng)中，接收端需要進(jìn)行信道估計。圖 5 是實際信道估計下的兩種多址方案在120km/h 信道中的性能比較，采用了文獻(xiàn)8中對 OFDMA 和 DFT-SOF

15、DM 定義的系統(tǒng)框圖。對于兩種多址方案，信道估計誤差都會降低其性能。OFDMA 優(yōu)于 DFT-S OFDM，在 BLER 為10-2 并采用 16QAM 調(diào)制時，OFDMA 有 5 dB 的增益。多輸入多輸出(MIMO)技術(shù)也是 LTE 的候選技術(shù)，它可以改善性能和提供頻譜利用率。圖 6是兩種多址方案在理想信道估計時，結(jié)合 MIMO 技術(shù)的性能。這里，發(fā)送端采用了空時分組碼(STBC)；在接收端，OFDMA 和 DFT-SOFDM 分別采用了 ZF 均衡和 MMSE 均衡。從仿真結(jié)果可以看到，在 BER 為 10-2、采用正交相移鍵控(QPSK)調(diào)制時，OFDMA 有 2 dB的增益。當(dāng)增加調(diào)制階數(shù)，由 QPSK 變?yōu)?16QAM 后，OFDMA 與 DFT-SOFDM 相比，增益增加到 6.5 dB。因此，盡管 MIMO 技術(shù)能明顯改善 DFT-S OFDM 的性能，由于不能利用頻率選擇性，結(jié)合 MIMO 的系統(tǒng)中，DFT-S OFDM 的性能仍劣于 OFDMA。4 結(jié)束語本文闡述了 OFDMA 和 DFT-S OFDM 的基本原理，比較了兩者的基本性能。仿真結(jié)果表明，在未編碼的條件下，當(dāng) BER 為 10-3 、12 個子載波被占用時，OFDMA 優(yōu)于 DFT-S OFDM