基于IEEE80211a的OFDM基帶系統(tǒng)的FPGA設(shè)計

1、.：.；摘要伴隨著無線數(shù)據(jù)通訊與多媒體運用的不斷開展，無線傳輸系統(tǒng)對傳輸速率與QoS保證等方面的要求也相應(yīng)地不斷提高。正交頻分復(fù)用Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM作為一種新型的物理層傳輸技術(shù)正越來越受人們的注重，并被視為下一代挪動通訊G中的關(guān)鍵技術(shù)。OFDM承繼了傳統(tǒng)MCM中多載波并行調(diào)制、符號周期相應(yīng)增長的特點，在OFDM的重疊多載波技術(shù)的利用下比傳統(tǒng)的非重疊多載波技術(shù)節(jié)省將近%的帶寬，在循環(huán)前綴的輔助下可以實現(xiàn)準(zhǔn)確的符號同步，有效地將本來頻率選擇性衰落的信道轉(zhuǎn)化為多個并行平衰落信道運用，從而OFDM技術(shù)具有頻譜利用率高、抗干擾才

2、干強(qiáng)等優(yōu)勢，大大提高了傳輸效率，因此該技術(shù)在新一代的通訊中備受關(guān)注。IEEE.a無線局域網(wǎng)WLAN規(guī)范作為典型的以O(shè)FDM為物理層接入方式的運用系統(tǒng)，是OFDM技術(shù)的一個典型運用，本文正是以IEEE.a無線局域網(wǎng)規(guī)范為根底，對OFDM基帶處置器的算法，架構(gòu)進(jìn)展引見和分析的根底上，將整個系統(tǒng)的FPGA設(shè)計和實現(xiàn)分為多個根本通訊模塊，并給出每個模塊的詳細(xì)實現(xiàn)。采用自頂向下的FPGA設(shè)計方法，在Altera的Quartus II.開發(fā)環(huán)境下，采用Verilog硬件描畫言語進(jìn)展了長短訓(xùn)練序列、擾碼、多速率卷積碼、交錯、QAM映射、導(dǎo)頻插入、IFFT調(diào)制、循環(huán)前綴與加窗以及主控單元等系統(tǒng)模塊的設(shè)計;采用

3、Modelsim SE.f和Matlab.仿真工具對設(shè)計系統(tǒng)進(jìn)展了單元模塊仿真和系統(tǒng)仿真,并將設(shè)計的OFDM通訊發(fā)送系統(tǒng)下載到Altera公司的Cyclone II系列EPCQC 開發(fā)板上進(jìn)展了系統(tǒng)測試和驗證，并根據(jù)系統(tǒng)軟件仿真和硬件測試的結(jié)果進(jìn)展了分析，其中重點研討分析了加窗與循環(huán)前綴對OFDM系統(tǒng)性能的影響。仿真和測試結(jié)果闡明:基于IEEE.a無線局域網(wǎng)規(guī)范的OFDM通訊發(fā)送系統(tǒng)符合該規(guī)范各參數(shù)要求并可以正確實現(xiàn)長短訓(xùn)練序列、擾碼、多速率卷積碼、交錯、QAM映射、導(dǎo)頻插入、IFFT調(diào)制、循環(huán)前綴與加窗以及主控單元等各個模塊,各個子模塊系統(tǒng)軟件仿真和整體OFDM通訊發(fā)送系統(tǒng)測試正確, 下載測

4、試結(jié)果正確。關(guān)鍵詞：OFDM，F(xiàn)PGA，IEEE .a，IFFT，循環(huán)前綴AbstractWith wireless data communication and multimedia application development, the requirements of transfer rate and QOS guarantee need to improve accordingly in the wireless transmission system. OFDM as a kind of new type of the physical layer transmission tec

5、hnology is more and more get the attention of people, and be treated as the key technology of next generation mobile communications ( G). OFDM inherited the characteristics of multi-carrier parallel modulation Symbols cycle growth of the traditional MCM. Compared with traditional non-overlapping mul

6、ti-carrier technology, the use of overlapping multi-carrier OFDM technology can save nearly % of the bandwidth. using circulation prefix can realize accurate symbol synchronization, change originally frequency selective decline channel into multiple concurrent flat fading channel effectively. so it

7、has a good resistance multipath fading and high spectral utilization efficiency, greatly improving the transmission efficiency. so that technology is the hot research topic in a new generation of communication.IEEE. wireless local area network (WLAN) standard as a typical application system of OFDM

8、physical layer access mode, is a typical technology OFDM application. the paper research and analyse the OFDM baseband processor algorithm and architecture to make the whole system FPGA design and implementation divided into a number of basic communication module, and give each module of the specifi

9、c implementation basis on wireless LAN IEEE. standard. Using the top-down design method of FPGA, in the Quartus II. of Altera development environment, the Verilog hardware description language (Verilog HDL) has been accomplished to training sequence, scrambler, multi-rate convolution code, interweav

10、e, QAM mapping, pilot insertion, IFFT modulation, cyclic prefix and windowed and main control unit design of system module. ModelSim SE .f and Matlab. simulation tools have been used to make system design and simulation, and accomplished the designed OFDM communication transmission system to downloa

11、d to the FPGA hardware platform of Cyclone II of Altera and finished the system test. Besides according to the result of system software simulation and hardware test made the analysis, Which focuses on the analysis of widowed and cyclic for the system performance influence of OFDM. The simulation an

12、d test results show that: OFDM communication send system meets the standard requirement of the wireless local area network IEEE. standard. Such as raining sequence, scrambler, multi-rate convolution code, interweave, QAM mapping, pilot insertion, IFFT modulation, cyclic prefix and windowed and main

13、control unit, each child module system software simulation and the overall OFDM communication send system test right, download test results are correct.Key Words: OFDM，F(xiàn)PGA，IEEE .a，IFFT，Circulation prefix目 錄第章緒論.挪動通訊系統(tǒng)的開展概略. IEEE .a規(guī)范概述. IEEE .a物理層協(xié)議的參數(shù). IEEE .a物理層協(xié)議幀構(gòu)造. 第章 IEEE .a物理層的OFDM技術(shù). OFDM系統(tǒng)

14、的開展情況及特點. OFDM系統(tǒng)的任務(wù)原理. OFDM系統(tǒng)的根本模型. FFT在OFDM系統(tǒng)中的運用. 信道編碼技術(shù). 擾碼原理. 卷積碼編碼. 交錯編碼. OFDM映射與調(diào)制技術(shù).映射調(diào)制. IFFT實現(xiàn)OFDM調(diào)制. 循環(huán)前綴與加窗技術(shù). 循環(huán)前綴. 加窗. OFDM的同步信號.符號同步簡介. 導(dǎo)頻插入.訓(xùn)練序列的生成.第章 基于IEEE .a的OFDM基帶系統(tǒng)的FPGA設(shè)計. IEEE .a基帶處置器的發(fā)射端總體方案設(shè)計.基帶處置器的任務(wù)時鐘. 任務(wù)時鐘分析. 任務(wù)時鐘生成模塊的實現(xiàn).基帶數(shù)據(jù)處置單元設(shè)計. 擾碼器模塊的實現(xiàn). 多碼速卷積碼硬件構(gòu)造與實現(xiàn). .a中的交錯器的實現(xiàn). OFD

15、M前導(dǎo)序列設(shè)計. 訓(xùn)練序列生成模塊的實現(xiàn). 映射與OFDM子載波調(diào)制. QAM映射模塊的實現(xiàn). 子載波IFFT調(diào)制模塊. 導(dǎo)頻插入模塊的實現(xiàn).循環(huán)前綴與加窗模塊的實現(xiàn).主控模塊設(shè)計.第章 系統(tǒng)測試與結(jié)果仿真.系統(tǒng)時鐘單元測試.基帶數(shù)據(jù)處置單元仿真測試.并串轉(zhuǎn)換模塊測試. 擾碼模塊的測試. 多碼率卷積編碼模塊測試. 交錯模塊測試.前導(dǎo)序列單元仿真測試.短訓(xùn)練序列模塊測試.長訓(xùn)練序列模塊測試.映射與調(diào)制單元仿真測試. QAM映射模塊測試. 導(dǎo)頻插入模塊測試. IFFT調(diào)制模塊測試. 循環(huán)前綴仿真測試. 主控模塊測試. OFPM發(fā)送系統(tǒng)整體仿真測試.結(jié)論.參考文獻(xiàn).附錄.致謝.第章緒論.挪動通訊系統(tǒng)

16、的開展概略挪動通訊越來越廣泛地浸透到人們的日常生活和經(jīng)濟(jì)生活中, 并成為世界各國最主要的高新技術(shù)支柱產(chǎn)業(yè)之一同時人們對挪動通訊的各種需求與日俱增, 也推進(jìn)了挪動通訊的飛速開展。從 世紀(jì) 年代中期第一代挪動通訊以模擬調(diào)頻、頻分多址為主體技術(shù)，包括以蜂窩網(wǎng)系統(tǒng)為代表的公用挪動通訊系統(tǒng)、以集群系統(tǒng)為代表的公用挪動通訊系統(tǒng)以及無線，主要向用戶提供模擬話音業(yè)務(wù)。 年代初第二代挪動通訊系統(tǒng)G以數(shù)字傳輸、時分多址或碼分多址為主體技術(shù)，簡稱數(shù)字挪動通訊，包括數(shù)字蜂窩系統(tǒng)、數(shù)字無線系統(tǒng)和數(shù)字集群系統(tǒng)等，主要向用戶提供數(shù)字話音業(yè)務(wù)和低速數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)，支持電路交換，其運用范圍普及世界。 年代末的第. 代挪動通訊系統(tǒng)(.

17、G) , 主要以通用分組無線業(yè)務(wù)(GPRS) 、高速電路交換數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)(HSCSD) 及加強(qiáng)數(shù)據(jù)速率的全球演進(jìn)技術(shù)(EDGE) 為代表, 提高了無線數(shù)據(jù)傳輸率和網(wǎng)絡(luò)容量。直至今天第三代挪動通訊系統(tǒng)G以CDMA為主要技術(shù)，向用戶提供Mb/S到Mb/s的多媒體業(yè)務(wù)，步行環(huán)境下支持 kbit/s的速率、車載環(huán)境下支持 kbit/s的速率，帶寬可達(dá)MHz以上。年月國際電信聯(lián)盟最終確定為G的國際規(guī)范，推進(jìn)了第四代挪動通訊的研討和開發(fā)，G規(guī)范采用OFDM和多天線等新技術(shù)，以挪動數(shù)據(jù)為主，面向挪動因特網(wǎng)的高速挪動通訊網(wǎng)絡(luò)，傳輸速率比如今高倍，將向用戶提供Mb/s甚至Gb/s的數(shù)據(jù)速率，發(fā)射功率比如今降低到倍，

18、能處理電磁干擾問題; 支持手機(jī)互助功能,采用可穿戴無線電; 支持更豐富的挪動業(yè)務(wù), 包括高明晰度圖像業(yè)務(wù)、會議電視、虛擬現(xiàn)實業(yè)務(wù)等, 運用戶在任何地方都可以獲得任何所需的信息效力，具有良好的開展前景。置信在未來的幾十年內(nèi)無線通訊仍是通訊開展的前沿。隨著蜂窩的快速增長，可以估計無線通訊的未來是光明的。. IEEE .a規(guī)范概述年月，IEEE任務(wù)組同意了IEEE .a規(guī)范，它的任務(wù)頻率是GHz頻段，該規(guī)范的物理層采用OFDM技術(shù)作為其調(diào)制方式，提供Mb/s的數(shù)據(jù)速率。在GHz頻段內(nèi)，美國聯(lián)邦通訊委員會(Federal Communications Commission, FCC)分配了個MHz的帶

19、寬作為免授權(quán)國家信息根底設(shè)備(Unlicensed National Information Infrastructure, U-NII)頻段運用，以提供快速開通的高速無線數(shù)據(jù)通訊，且每一個任務(wù)區(qū)域的最大輸出功率不同。任務(wù)在GHz頻段的IEEE .a規(guī)范與任務(wù)在.GHz頻段的IEEE .規(guī)范相比，不會遭到采用.GHz頻段的藍(lán)牙、微波以及工業(yè)設(shè)備的干擾，因此在IEEE.a協(xié)議下可以可靠的傳輸數(shù)據(jù)，IEEE .a最高支持Mb/s的數(shù)據(jù)傳輸率。IEEE .a的介質(zhì)訪問控制(MAC)層包含中心控制(Point Coordination Function, PCF)和分布控制(Distribution

20、Coordination Function, DCF)兩種任務(wù)方式，前者支持無競爭型實時業(yè)務(wù)和競爭型非實時業(yè)務(wù)，而后者只支持競爭型非實時業(yè)務(wù)。兩種任務(wù)方式共享帶寬構(gòu)成超幀構(gòu)造，IEEE .a MAC 運用超幀實現(xiàn)PCF和DCF兩種任務(wù)方式的共存。PCF任務(wù)在無競爭期，DCF任務(wù)在競爭期。在超幀開場時，假設(shè)信道空閑，PCF經(jīng)過幀優(yōu)先權(quán)機(jī)制和信標(biāo)幀發(fā)布網(wǎng)絡(luò)分配矢量NAV獲得信道訪問權(quán)，否那么PCF延遲到檢測信道空閑時間大于PIFS(PCF Inter Frame Sapces)才干獲得信道訪問權(quán)。因此，超幀中CFD的起始點是可變的，這時DCF業(yè)務(wù)自動延遲到PCF之后的信道。IEEE .a規(guī)范運用的

21、介質(zhì)訪問控制機(jī)制(MAC)與IEEE .一樣，但該規(guī)范的設(shè)備不能與任務(wù)在.GHz頻段的IEEE .規(guī)范設(shè)備進(jìn)展無線通訊。. IEEE .a物理層協(xié)議的參數(shù)表.所示為IEEE .a物理層OFDM技術(shù)規(guī)范的主要參數(shù)，其中一個重要的參數(shù)是長度為ns的維護(hù)間隔。根據(jù)編碼效率和調(diào)制方式，這一維護(hù)間隔可以容忍幾百ns的均方根RMS時延擴(kuò)展，這就意味著這一選擇方案可以用于任何室內(nèi)環(huán)境，而且可經(jīng)過采用定向天線降低延時擴(kuò)展，還可以用于室外環(huán)境，以滿足無線局域網(wǎng)的運用要求。表. IEEE .a WLAN PHY層規(guī)范主要參數(shù)參數(shù)數(shù)值數(shù)據(jù)速率Mb/s、調(diào)制方式BPSK、QPSK、QAM、QAM編碼效率/、/、/子載

22、波數(shù)量導(dǎo)頻數(shù)量OFDM符號長度s維護(hù)間隔s子載波間隔kHz.信號帶寬MHz.信道間隔MHz其他參數(shù)以維護(hù)間隔長度為根底進(jìn)展定義。為了把維護(hù)間隔所占用的功率減小到dB，OFDM符號長度定為s，除去維護(hù)間隔GI外有效數(shù)據(jù)部分的長度為.s，進(jìn)而可得子載波間隔為/.s =.kHz，信號帶寬為.kHz = .MHz，信道間隔為.MHz =MHz。IEEE .a規(guī)范采用個并行子載波進(jìn)展數(shù)據(jù)傳輸。除了這個傳輸數(shù)據(jù)的子載波外，每個OFDM符號還包括個導(dǎo)頻子載波，可用于接納機(jī)處置器在初始頻率校正之后跟蹤剩余的載波頻率偏向，也可用于信道估計和采樣頻率偏向估計。為了兼顧傳輸效率與可靠性的要求，系統(tǒng)可以根據(jù)信道的情況

23、采用不同效率的糾錯編碼，在各個子載波間進(jìn)展信道編碼，再配合不同的調(diào)制方式即可獲得Mb/s的編碼數(shù)據(jù)速率如：采用個并行子載波進(jìn)展數(shù)據(jù)傳輸，當(dāng)調(diào)制方式為BPSK或QAM，編碼效率都/時，提供的編碼速率分別為 QUOTE x QUOTE = Mb/s和 QUOTE QUOTE = Mb/s。其中根本的編碼方式的約束長度為、編碼效率為/的卷積編碼Convolutional Encoding,再經(jīng)過對/編碼方式進(jìn)展刪余Puncturing操作，可以獲得碼率為/和/的卷積編碼。/碼率的編碼與BPSK、QPSK、QAM調(diào)制分別可以提供、Mb/s的數(shù)據(jù)傳輸速率；/碼率的編碼與QAM一同可以提供Mb/s的數(shù)據(jù)傳

24、輸速率；此外，/碼率的編碼與BPSK、QPSK、QAM和QAM調(diào)制方式分別可以提供、和Mb/s傳輸速率。表.所示為調(diào)制方式、編碼方式與數(shù)據(jù)速率的對應(yīng)關(guān)系。表. 調(diào)制方式、編碼方式與數(shù)據(jù)速率的對應(yīng)關(guān)系數(shù)據(jù)速率Mb/s調(diào)制方式編碼效率編碼比特/子載波編碼比特/OFMD符號數(shù)據(jù)比特/OFMD符號BPSK/BPSK/QPSK/QPSK/QAM/QAM/QAM/QAM/IEEE .a中運用了個子載波實踐上應(yīng)為個，其中k=處的直流子載波上不傳輸符號，由于IFFT算法基于N點，故采用點的IFFT。個子載波在頻率分配時分別在編號低端和高端留有個和個空符號，即k=-,-,這樣就可以保證系統(tǒng)的子載波頻譜集中，從而

25、使得系統(tǒng)占用的頻譜帶寬盡能夠窄，以節(jié)約頻譜資源，減少信道間干擾。所以，個非零子信道映射到點輸入的IFFT當(dāng)中應(yīng)按照圖.所指定的方式，把子信道映射到一樣標(biāo)號的IFFT輸入端口；而子信道-被映射到的IFFT輸入端口；其他的IFFT輸入口，即輸入空值。采用點IFFT意味著系統(tǒng)的采樣間隔為.us = .s，這樣采樣頻率至少應(yīng)該是Msamples/s。圖.子載波與IFFT序號的映射關(guān)系. IEEE .a物理層協(xié)議幀構(gòu)造圖.所示為IEEE .a規(guī)范所規(guī)定的物理層協(xié)議數(shù)據(jù)單元Physical Protocol Data Unit, PPDU幀構(gòu)造，也是基帶發(fā)射處置器所要生成的數(shù)據(jù)構(gòu)造。圖.所示為更加細(xì)致的描

26、畫，從中可以看到，接納機(jī)的定時同步、載波頻偏估計以及信道估計等都是由前置的兩個訓(xùn)練符號來完成的。訓(xùn)練符號包括個周期反復(fù)的短訓(xùn)練符號Short Training Symbol, STStt每個符號的間隔為正常OFDM符號間隔的/即ns和個周期反復(fù)的長訓(xùn)練序列Long Training Symbol, LSTTT符號間隔與正常OFDM符號一樣兩個部分。圖. PPDU幀構(gòu)造總的訓(xùn)練序列時間長度為s。訓(xùn)練序列符號后面為“Signal域，長度為一個正常OFDM符號長度即s其中包含后續(xù)數(shù)據(jù)的調(diào)制類型、編碼速率、和數(shù)據(jù)長度這樣對接納機(jī)而言非常重要的信息。以上這些部分一同構(gòu)成了幀頭PLCP Head部分，接納

27、機(jī)在對數(shù)據(jù)符號進(jìn)展譯碼之前要利用它們完成訓(xùn)練義務(wù)。下面對它們分別加以詳細(xì)闡明。圖. PPUD幀構(gòu)造詳解 短訓(xùn)練序列符號短訓(xùn)練序列的主要用途是進(jìn)展信號檢測、自動增益控制(AGC)、符號定時和粗頻率偏向估計。為了實現(xiàn)這些功能，短訓(xùn)練序列經(jīng)過了精心設(shè)計。它在幀頭最前面，包括個反復(fù)的符號，每個符號的長度ns。短訓(xùn)練序列只用OFDM符號的個非零子載波中的載波個來傳輸信息符號，這樣能保證OFDM符號的功率穩(wěn)定。短訓(xùn)練序列選擇這種方式有兩點優(yōu)點：首先，可以在較大的范圍內(nèi)實現(xiàn)粗頻偏估計。通常對于周期為T的反復(fù)符號而言，最大可估計的頻率偏向為ns的短訓(xùn)練符號間的相位差，可以估計的頻率偏向可達(dá)kHz。經(jīng)過計算延續(xù)

28、兩個訓(xùn)練符號的相關(guān)，并且檢驗相關(guān)值能否超出某一門限值，就可以檢測到能否有分組數(shù)據(jù)包的到達(dá)。在每兩個短訓(xùn)練符號周期之后，可以調(diào)整接納機(jī)增益，然后繼續(xù)進(jìn)展檢測和信號增益的丈量。由于短訓(xùn)練序列符號繼續(xù)時間短、反復(fù)周期多，所以更加容易在訓(xùn)練期間做出各種丈量并進(jìn)展調(diào)整。所以在進(jìn)展載波同步時，可以先經(jīng)過短訓(xùn)練符號粗略估計頻率變差，然后采用估算修正長訓(xùn)練符號，完成頻率補(bǔ)償，從而保證系統(tǒng)的可靠性。 長訓(xùn)練序列符號長訓(xùn)練序列在短訓(xùn)練序列之后，其長度為s，其中包括兩個有效OFDM符號的長度.s和一個長型維護(hù)間隔的長度.s，可以估計到的頻率偏向有kHz。長訓(xùn)練序列主要用于準(zhǔn)確的頻率偏向估計和信道估計。由于長訓(xùn)練符號

29、繼續(xù)時間較長，所以在長訓(xùn)練符號周期內(nèi)可以完成準(zhǔn)確的頻率估計，這是經(jīng)過丈量長訓(xùn)練符號內(nèi)相隔為.s的樣值之間的相位偏轉(zhuǎn)來實現(xiàn)的。此外，經(jīng)過對長訓(xùn)練符號中的一樣兩個部分進(jìn)展平均，所獲得數(shù)據(jù)的噪聲功率要比數(shù)據(jù)符號中的低dB，從而可以更加準(zhǔn)確地獲得相關(guān)解調(diào)所需的參數(shù)。 Signal域Signal域緊跟在訓(xùn)練序列符號之后，它包含Rate域和Length域兩個主要字段。根據(jù)Rate域可以得到數(shù)據(jù)符號的調(diào)制方式和碼率信息。Signal域中的信息比特采用BPSK調(diào)制和碼率為/的卷積編碼，這樣就可以得到Mb/s的信息傳輸速率，這是IEEE的.a中所規(guī)定的最低速率，同時也是最為可靠的傳輸方式，以確保Signal域信

30、息的正確傳輸與接納。Signal域共包含個比特，其中比特為Rate字段，參考表.可以得到這位比特與數(shù)據(jù)符號傳輸速率之間的對應(yīng)關(guān)系。Length域長度為個比特，用于指示MAC層懇求PHY層發(fā)送的物理層效力數(shù)據(jù)單元PSDU的字節(jié)個數(shù)。當(dāng)發(fā)射機(jī)接納到MAC開場傳輸?shù)膽┣笾螅锢韺永眠@一參數(shù)去確定MAC層和PHY層之間所需傳送的字節(jié)個數(shù)。此外，Signal域中還包含幾個未運用的比特，比特保管供未來運用；比特用作比特的偶校驗比特位；剩余的比特構(gòu)成Signal的尾比特域Tail Bits Field，一切個比特都被置零，用于初始化卷積編碼器和終止Viterbi譯碼器。構(gòu)造如圖.所示。Signal符號生

31、成步驟：/卷積編碼、交錯、BPSK調(diào)制、Pilot的插入、IFFT和插入一個GI作為維護(hù)間隔。圖. Signal域的構(gòu)造表. Rate 域的內(nèi)容信息傳輸速率Mb/s RRRR Data域數(shù)據(jù)符號Data域緊跟在Signal域之后，包含比特的效力域、PSDU、比特的尾比特域及填充比特等。相比于Signal域，數(shù)據(jù)符號域的基帶處置操作添加了數(shù)據(jù)擾碼，且可以根據(jù)信道情況選擇不同的編碼方式及調(diào)制映射以獲得不同的數(shù)據(jù)速率。其數(shù)據(jù)符號的生成步驟：擾碼操作、不同效率卷積編碼、交錯、調(diào)制、Pilot的插入、IFFT和插入GI作為維護(hù)間隔。第章 IEEE .a物理層的OFDM技術(shù). OFDM系統(tǒng)的開展情況及特點

32、在世紀(jì)年代由R.W.Chang初次提出OFDM的思想，之后由Peled和Ruiz引入循環(huán)前綴的概念，使得OFDM技術(shù)抑制了信道間干擾Inter Channel Interference, ICI和符號間干擾Inter Symbol Interference, ISI。年Weinstein和Ebert把DFT運用到OFDM系統(tǒng)中，作為調(diào)制和解調(diào)的一部分，這樣就不再利用帶通濾波器，而是經(jīng)過基帶處置就可以直接實現(xiàn)OFDM，而且，在運用該方法完成OFDM調(diào)制的過程中也不再需求運用子載波振蕩器組及相關(guān)解調(diào)器，大大簡化了系統(tǒng)實現(xiàn)。以后OFDM在很多領(lǐng)域獲得了實踐的運用，運用于各種雙向無線數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)當(dāng)中，如廣

33、播式音頻和視頻領(lǐng)域，數(shù)字音頻廣播、數(shù)字視頻廣播，還包括有線網(wǎng)上基于現(xiàn)有銅雙絞線的非對稱高比特率數(shù)字用戶線技術(shù)，例如非對稱數(shù)字用戶環(huán)線Asymmetrical Digital Subscriber Loop, ADSL，以及基于IEEE .規(guī)范的無線局域網(wǎng)WLAN等。目前，OFDM最受關(guān)注的運用是Wi-MAX無線城域網(wǎng)的寬帶接入，其信號傳輸半徑可達(dá)千米，網(wǎng)絡(luò)覆蓋面積是G基站倍，最大接入速度在Mb/s。OFDM系統(tǒng)得到國際學(xué)者們的廣泛關(guān)注，這是由于其存在諸多優(yōu)點。整個系統(tǒng)的誤碼率性能能具有很強(qiáng)的魯棒性。OFDM技術(shù)可以將高速數(shù)據(jù)流經(jīng)過串并變換變成低速數(shù)據(jù)流，使得每個子載波上的數(shù)據(jù)符號繼續(xù)長度相對添

34、加，從而降低無線信道的時間彌散所帶來的ISI，這樣接納機(jī)可以不采用平衡器，而僅經(jīng)過插入循環(huán)前綴就可以消除ISI。OFDM的頻譜利用率高。OFDM系統(tǒng)由于各個子載波之間存在正交性，允許信道的頻譜相互重疊，而傳統(tǒng)的頻分復(fù)用技術(shù)是將頻帶分為假設(shè)干個不相交的子頻帶來傳輸并行的數(shù)據(jù)流，在接納端有一組濾波器來分別各子信道。因此，OFDM系統(tǒng)與傳統(tǒng)的頻分復(fù)用系統(tǒng)相比可以最大限制地利用頻譜資源。OFDM合成信號的頻譜非常接近于矩形，當(dāng)子載波數(shù)很大時，頻譜利用率可以接近Nyquist奈奎斯特極限。各個子信道中的這種正交調(diào)制與解調(diào)可以采用IDFT和DFT的方法實現(xiàn)或者經(jīng)過更為便利的快速傅立葉變換FFT來實現(xiàn)。目前

35、，IFFT和FFT算法都曾經(jīng)相當(dāng)成熟，且硬件實現(xiàn)也容易。物理層支持非對稱速率數(shù)據(jù)傳輸。OFDM系統(tǒng)可實現(xiàn)無線數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)非對稱性，即上行鏈路中傳輸?shù)臄?shù)據(jù)量要小于下行鏈路中的數(shù)據(jù)量，這就要求物理層支持非對稱速率數(shù)據(jù)傳輸，OFDM系統(tǒng)可以經(jīng)過運用不同數(shù)量的子信道來實現(xiàn)上下行鏈路中不同的傳輸速率。更有效地利用無線資源和提高整個系統(tǒng)的效力質(zhì)量。由于無線信道存在頻率選擇性，不能夠一切子載波同時處于比較深的衰落形狀，因此可以經(jīng)過動態(tài)比特分配及動態(tài)子信道分配的方法充分利用信噪比較高的子信道，從而提高系統(tǒng)性能。而對于多用戶系統(tǒng)而言，一個用戶不適宜的子信道對于其他用戶能夠性能比較好的子信道，因此OFDM系統(tǒng)中可以根

36、據(jù)信道的實踐情況靈敏地分配信息比特。OFDM系統(tǒng)容易結(jié)合其他多種接入方法，構(gòu)成OFDMA系統(tǒng)，其中包括多載波碼分多址MC-CDMA、跳頻OFDM和OFDM-TDMA等，使得多個用戶可以同時利用OFDM技術(shù)進(jìn)展信息的傳輸。抗干擾才干強(qiáng)。從頻域來看，信道中因多徑而出現(xiàn)頻率選擇性衰落或存在窄帶干擾時，只需一小部分的子載波遭到影響，因此OFDM系統(tǒng)可以在某種程度上抵抗多徑及窄帶干擾，誤碼率性能可以得到提高。由于OFDM系統(tǒng)所包含的子載波是相互正交，且其輸出信號是多個子信道信號的疊加，因此同單載波系統(tǒng)相比，存在以下兩個缺陷：頻率偏向會對OFDM系統(tǒng)產(chǎn)生很大的影響。由于OFDM系統(tǒng)的子載波的頻譜相互疊加，

37、所以必需嚴(yán)厲保證這些子載波之間的正交性。假設(shè)在傳輸過程中呵斥無線信號頻譜偏移，就會破壞OFDM子載波之間的正交性，從而導(dǎo)致子信道間干擾，可見OFDM對頻偏比較敏感。OFDM容易產(chǎn)生較高的峰值平均功率比。假設(shè)OFDM系統(tǒng)輸出的多個信號的相位一致，就能夠?qū)е滦盘柕钠骄β蔬h(yuǎn)小于疊加信號的瞬時功率，導(dǎo)致較大的峰值平均功率比Peak-to-Average Power Ratio，PAPR。而較高的峰值平均功率能夠會導(dǎo)致信號失真，這樣輸出信號的頻譜也會發(fā)生變化，從而破壞各個子信道間的正交性，使系統(tǒng)性能惡化。. OFDM系統(tǒng)的任務(wù)原理. OFDM系統(tǒng)的根本模型OFDM可以被看作是一種頻分復(fù)用方式，一個OF

38、DM符號包括多個經(jīng)過調(diào)制的子載波。假設(shè)N表示子載波個數(shù)，T表示OFDM符號的繼續(xù)時間，dii=,N-為分配給每個子載波的數(shù)據(jù)符號，fC為第個子載波的載波頻率，矩形函數(shù)rect(t)=,|t|T/,那么從t=tS開場的一個OFDM符號可以表示為 通常采用復(fù)等基帶信號來描畫OFDM的輸出信號，見式 QUOTE 。其中實部和虛部分別對應(yīng) QUOTE 符號的同相分量 QUOTE 和正交分量 QUOTE ,在實踐系統(tǒng)中將它們分別與相應(yīng)子載波的 QUOTE 和 QUOTE 分量相乘，構(gòu)成最終的子載波信號和合成的 QUOTE 信號。 QUOTE 系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型的框圖如圖 QUOTE 所示，其中 QUOTE 。

39、圖. OFDM系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型框圖圖. 包含個子載波的OFDM符號上圖.所示為一個包含個子載波的OFDM符號的實例，這里假定一切的子載波具有一樣的幅值和相位。當(dāng)然，實踐運用中隨著數(shù)據(jù)符號的調(diào)制方式不同，每個子載波的幅值和相位都有能夠不同的。從圖.可以看出，每個子載波在一個OFDM符號周期內(nèi)都包含整數(shù)個周期，而且各個相鄰子載波之間都相差個周期，故 QUOTE (-)可見，對式-中的第j個子載波進(jìn)展相關(guān)解調(diào)，然后在時間長度T內(nèi)進(jìn)展積分，可得 QUOTE -不難發(fā)現(xiàn)，對第j個子載波進(jìn)展相關(guān)解調(diào)可以恢復(fù)出期望符號dj。而對于其他子載波而言，由于在積分間隔內(nèi)頻率差 QUOTE 產(chǎn)生整數(shù)倍個周期，故其積分結(jié)果

40、為零，這就是OFDM系統(tǒng)子載波之間的正交性。. FFT在OFDM系統(tǒng)中的運用令-式中 QUOTE ,且忽略矩形函數(shù)，對信號s(t)以T/N的速率進(jìn)展采樣，即令t = kT/N(k=,N-),可得 QUOTE (-)可以發(fā)現(xiàn)，式-與IDFT運算的表達(dá)式方式是一致的。同樣在接納端，恢復(fù)原始數(shù)據(jù)符號 QUOTE 的處置可以經(jīng)過對 QUOTE 進(jìn)展相反的變換，即使用DFT： QUOTE (-)當(dāng)數(shù)據(jù)長度較大時，可以利用FFT/IFFT來替代IDFT/DFT以提高算法速度，這也是實踐運用中所普遍采用的方法。FFT/IFFT可以將運算量由 QUOTE 的復(fù)數(shù)乘法顯著地降低到 QUOTE 。對于子載波數(shù)量非

41、常大的OFDM系統(tǒng)，還可以進(jìn)一步采用Radix- FFT算法，可以將復(fù)數(shù)乘法數(shù)量降低到 QUOTE ，而且Radix- FFT算法只存在，-，j,-j的相乘運算，因此可以不運用完好的乘法器，而只需經(jīng)過簡單的加、減以及交換實部和虛部當(dāng)與-j或j相乘時就可以實現(xiàn)乘法運算，從而可以高效地進(jìn)展大規(guī)模FFT處置。. 信道編碼技術(shù) .擾碼原理數(shù)字通訊中，假設(shè)經(jīng)常出現(xiàn)長的“或“序列，將會影響位同步的建立和堅持。在發(fā)射機(jī)中運用擾碼，可以防止這種數(shù)據(jù)對于接納機(jī)定時的不利影響。同時，為了限制電路中存在的不同程度的非線性，周期性數(shù)字信號信號頻譜中的離散譜線有能夠在多路通訊系統(tǒng)中呵斥串?dāng)_，要求數(shù)字信號的最小周期足夠長

42、。將數(shù)字信號變換成具有近似于白噪聲統(tǒng)計特性的數(shù)字序列即可滿足要求，這通常用加擾來實現(xiàn)。所謂加擾，就是不用添加冗余度而擾亂信號，改動數(shù)字信號統(tǒng)計特性，使其近似于白噪聲統(tǒng)計特性的一種技術(shù)。這種技術(shù)的根底是建立在反響移位存放器序列或偽隨機(jī)序列實際根底之上的。采用加擾技術(shù)的通訊系統(tǒng)組成原理，如圖.所示。在發(fā)送端加擾器來改動原始數(shù)字信號的統(tǒng)計特性，而在接納端用解擾器恢復(fù)出原始數(shù)字信號。圖. 加擾技術(shù)的通訊系統(tǒng)在OFDM系統(tǒng)Data域數(shù)據(jù)的處置中，首先需求進(jìn)展加擾操作。整個Data域數(shù)據(jù)運用一個長度為的幀同步擾碼器加擾。位的PSDU數(shù)據(jù)幀轉(zhuǎn)換成串行比特流，其中LSB在前，MSB在最后。幀同步擾碼器運用下面

43、的生成多項式： QUOTE -由式-可得擾碼器的硬件實現(xiàn)構(gòu)造，如圖.所示。圖. 擾碼器的硬件實現(xiàn)擾碼器本質(zhì)上是一個反響移位存放器，其輸出為一個m序列。它能最有效地將輸入序列攪亂，使輸出數(shù)字碼元之間相關(guān)性最小。在接納機(jī)接納時，可以用同樣的擾碼器進(jìn)展解擾。.卷積碼編碼卷積碼最早是年由伊利亞斯P.Elias提出來的，它是一種非分組碼。卷積碼通常更適用于前向糾錯法，不僅可糾正隨機(jī)過失，而且可糾正突發(fā)過失，由于在許多實踐情況中其性能經(jīng)常優(yōu)于分組碼，而且設(shè)備比較簡單。年維特比Viterbi提出了基于最大似然的維特比譯碼算法，并被廣泛地運用于現(xiàn)代通訊中。卷積碼原理卷積碼通常用n, k, m表示，它是把k個信

44、息比特編成n個編碼比特，通常k和n很小，特別適宜于以串行方式傳輸信息，延時小。m為編碼約束長度，闡明編碼過程中相互約束的碼段個數(shù)。卷積碼編碼后的n個碼元不僅與當(dāng)前組的k個信息比特有關(guān)，而且與前m-個輸入的信息比特有關(guān)，這樣編碼過程中相互的碼元有m n個。定義R = k/n 為卷積碼的碼率，碼率和約束長度是衡量卷積碼性能的兩個重要參數(shù)。卷積碼的編碼描畫方法分為兩類：解析表示法與圖形表示法。前者又包括離散卷積法、生成矩陣法和碼多項式法等；后者包括形狀圖法、樹圖法和格圖法等。通常經(jīng)過移位存放器組成的網(wǎng)絡(luò)構(gòu)造來描畫。如圖.所示為一個約束長度為、碼率R=/的卷積器。圖. 約束長度為、碼率R=/的卷積編碼

45、器該卷積編碼器由個移位存放器D和個模加法器組成。每輸入一個信息元中 QUOTE ，就編出兩個監(jiān)視元pj、pj，依次輸出成為mj、pj、pj，碼長為，其中信息元只占位，構(gòu)成卷積碼的一個分組，稱作，卷積碼。由圖可知，監(jiān)視元pjpj不僅與本組輸入的信息元mj有關(guān)還與前幾組的信息元mj-，mj-，mj-有關(guān)。由于，卷積碼中，每個碼字除了與本組信息元mj相關(guān)外，還與前面?zhèn)€信息元有關(guān)，亦即每個碼字共與相鄰的個信息元相關(guān)，因此說這個卷積的約束長度為。約束長度定了移位存放器數(shù)目。移位存放器長度加，即為約束長度。編碼與約束長度有關(guān)，譯碼也與約束長度有關(guān)。碼率為/的卷積碼，它只需位監(jiān)視位，編碼效率高，也比較簡單。

46、假設(shè)運用的約束長度較長，那么既可以糾正突發(fā)過失，也可以糾正隨機(jī)過失。 .a中的卷積碼.a協(xié)議中規(guī)定卷積編碼運用的生成多項式是 QUOTE 和 QUOTE ，碼率為/，原理圖如圖.所示。圖. .a協(xié)議中的卷積編碼器輸出數(shù)據(jù)A的生成多項式為 QUOTE (-)輸出數(shù)據(jù)B的生成多項式為 QUOTE (-)因此，可以運用個移位存放器實現(xiàn)卷積編碼，每輸入比特數(shù)據(jù)，將會依次輸出數(shù)據(jù)A和B，輸出的數(shù)據(jù)變?yōu)楸忍?，實現(xiàn)了/碼率的卷積編碼。 刪余無線通訊基帶信號處置中，為了提高傳輸效率，在卷積編碼后普通要進(jìn)展刪余操作，即周期性的刪除一些相對不重要的數(shù)據(jù)比特，引入刪余操作的卷積編碼也稱作刪余卷積碼。在編碼時進(jìn)展了刪

47、余操作后，需求在譯碼時進(jìn)展depuncture，即在譯碼之前將刪余比特別位加以填充。.a中，為了實現(xiàn)更高的速率多種不同的傳輸速率，也采用了刪余操作。在/碼率卷積編碼后刪去一些已編碼比特。/碼率的刪余過程如圖.所示，每輸入個編碼比特的數(shù)據(jù)，刪去其中個，并在/倍時鐘下輸出剩余的個比特，最終碼率為/除以/，即/。源數(shù)據(jù) QUOTE QUOTE QUOTE 編碼數(shù)據(jù) 刪余比特 刪余后數(shù)據(jù)圖. /碼率刪余過程同理，/碼率的刪余過程為每輸入個編碼比特的數(shù)據(jù)，刪去其中兩個，并在/倍時鐘下輸出剩余的個比特，最終碼率為/除以/，即/。 多碼速卷積編碼OFDM系統(tǒng)中根據(jù)不同的數(shù)據(jù)速率，有不同的編碼率，如表.所示表

48、. 不同數(shù)據(jù)速率對應(yīng)的不同碼率數(shù)據(jù)速率Mbit/s碼率/OFDM中Data域的數(shù)據(jù)，經(jīng)過加擾處置后，需求進(jìn)展卷積編碼。根據(jù)所需的傳輸速率，分別選擇/，/，或/中的一種碼率進(jìn)展卷積編碼。傳輸速率信息由Signal域中的Rate決議。其中，/碼率可以直接由R=/的卷積編碼器生成，其他碼率那么需求在/碼率卷積編碼的根底上進(jìn)展刪余操作才干得到。Signal域的數(shù)據(jù)只進(jìn)展/碼率的卷積編碼。.交錯編碼交錯是為了在時域或頻域或者同時在時域、頻域上分布傳輸?shù)男畔⒈忍?，使信道的突發(fā)錯誤在時間上得以分散，從而使得譯碼器可以將它們當(dāng)作隨機(jī)錯誤處置，處理了由噪聲、干擾等引起的突發(fā)過失，使糾錯碼能抵抗這些突發(fā)錯誤。交錯

49、器在幾個分組長度或幾個約束長度范圍內(nèi)對碼元進(jìn)展混洗，這個范圍是由突發(fā)繼續(xù)時間決議的。通訊系統(tǒng)的交錯方式取決于信道特性。假設(shè)系統(tǒng)在一個純粹的AWGN加性高斯白噪聲環(huán)境下運轉(zhuǎn)，即準(zhǔn)平穩(wěn)信道，那么在一個數(shù)據(jù)包的繼續(xù)時間上根本沒有什么變化，就不需求交錯。由于這時，經(jīng)過重新分配的方法是無法改動誤碼分布的。交錯必然在系統(tǒng)中引入延時，這是由于接納到的比特順序與信息源發(fā)送時的順序是不一樣的。通訊系統(tǒng)常規(guī)定了系統(tǒng)所能容忍的最大延時，因此也限制了所能運用的交錯器的交錯深度。在發(fā)送端加上數(shù)據(jù)交錯器，在接納端去掉交錯器，是信道中的突發(fā)錯誤離散開來，將原來屬于突發(fā)過失的信道改成獨立的隨機(jī)過失信道，從而充分發(fā)揚(yáng)糾錯編碼的

50、作用。交錯實踐上一種信道改造技術(shù)，它將一個數(shù)據(jù)序列在一一對應(yīng)的條件下進(jìn)展數(shù)據(jù)的位置重排過程。其逆過程成為解交錯，即將接納到得序列進(jìn)展位置復(fù)原，使數(shù)據(jù)恢復(fù)原來發(fā)送時的順序。經(jīng)常運用的兩種交錯分別為分組交錯器和卷積交錯器。 分組交錯器原理 常用的交錯器主要有種：矩陣分組式，偽隨機(jī)式和半偽隨機(jī)式。由于序列較短的偽隨機(jī)數(shù)之間的相關(guān)特性較大，對于實時性要求高、信息幀較短的通訊系統(tǒng)，矩陣分組式交錯器性能優(yōu)于偽隨機(jī)和半偽隨機(jī)式交錯器。隨著信息幀長度的添加，交錯長度也相應(yīng)增長，此時假設(shè)采用矩陣分組交錯器，交錯前后信息序列的不動點增多，偽隨機(jī)數(shù)的產(chǎn)生更加均勻，交錯前后的序列相關(guān)性減小，所以對于譯碼精度要求較高的

51、通訊系統(tǒng)，應(yīng)采用隨機(jī)交錯器，半偽隨機(jī)交錯方式那么為折中的方案。下面經(jīng)過一個簡單的矩陣分組交錯器例子，分析經(jīng)過交錯和反交錯變換，將一突發(fā)錯誤信道改造為獨立過失信道的過程。假設(shè)發(fā)送一組信息X=(x，x，.x)，首先將X送入交錯器，此交錯器設(shè)計為按列寫入按行取出的陣列存儲器。送入交錯器后，從存儲器里按行輸出，送入突發(fā)錯誤信道，信道輸出再送入反交錯器，完成交錯的相反變換，即按行寫入，按列讀出。反交錯器的輸出，即陣列存儲器中按列讀出的信息，其過失規(guī)律就變成了獨立過失。過程如下：交錯矩陣為 那么交錯器輸出為 QUOTE 假設(shè)突發(fā)信道產(chǎn)生兩個突發(fā)：第一個突發(fā)產(chǎn)生于x至x連錯個，第二個突發(fā)產(chǎn)生于x至x連錯個，

52、那么此時接納到的信號為去交錯矩陣為那么去交錯矩陣的輸出為由此可見，經(jīng)過交錯矩陣和反交錯矩陣后，原來信道的突發(fā)過失，即個連錯和個連錯變成了無記憶隨機(jī)性的獨立過失。這個例子的陣列存儲器可推行至MN的分組交錯器，進(jìn)展類似的分析，上述結(jié)論依然有效。M，N分組交錯器具有的特性如下：任何長度L M的突發(fā)過失，經(jīng)過交錯變換后，成為至少被N-位隔開的一些單個獨立過失；任何長度L M的突發(fā)過失，經(jīng)過去交錯變換后，可將長突發(fā)變換成短突發(fā)，其突發(fā)長度為 QUOTE ；在不計信道時延的條件下，完成交錯與去交錯變換兩端間的時延為MN個符號，而交錯和去交錯各占MN個符號。在特殊情況下，周期為M個符號單個獨立過失序列經(jīng)過去

53、交錯后，會產(chǎn)生相應(yīng)序列長度的突發(fā)錯誤。 卷積交錯器原理卷積交錯器是一種非常適宜于運用延續(xù)比特流系統(tǒng)的交錯方式，圖.所示為卷積交錯器的根本構(gòu)造。這種交錯器將比特在左邊的轉(zhuǎn)換器中寫入，從右邊的轉(zhuǎn)換器中讀出。卷積交錯器的主要優(yōu)點在于到達(dá)同樣交錯深度時，其所存儲的容量幾乎是分組交錯器所存儲容量的一半，因此可以大大減少由交錯而引起的延時。卷積交錯器的反交錯是經(jīng)過對交錯器沿其程度軸翻轉(zhuǎn)來實現(xiàn)的，詳細(xì)操作過程與交錯的過程是類似的。圖. 卷積交錯器的構(gòu)造 .a中的交錯.a中的交錯深度等于一個OFDM符號，因此這是一個分組交錯器。交錯深度與所采用的調(diào)制方式有關(guān)：BPSK、QPSK、QAM和QAM的交錯深度分別為

54、、和個比特，每種調(diào)制方式的交錯深度是經(jīng)過數(shù)據(jù)子載波的數(shù)量與每個符號中比特的個數(shù)相乘而得到的。. OFDM映射與調(diào)制技術(shù).映射調(diào)制 OFDM中的調(diào)制根據(jù)不同的速率要求，OFDM的子載波需求用BPSK、QPSK、QAM或QAM調(diào)制方式調(diào)制。數(shù)據(jù)經(jīng)過卷積編碼和交錯后，串行的數(shù)據(jù)流每、或個比特分成一組，以一定的規(guī)那么映射成復(fù)數(shù)，構(gòu)成BPSK、QPSK、QAM或QAM調(diào)制。在傳輸過程中，調(diào)制方式能夠發(fā)生變化，如Signal符號的數(shù)據(jù)采用的是BPSK調(diào)制，而Data符號采用的是另一種調(diào)制方式。為了使一切的映射有一樣的平均功率，需求對映射進(jìn)展歸一化。映射后的復(fù)數(shù)值乘上一個歸一化的量 QUOTE ,即可得到輸

55、出數(shù)據(jù)。 QUOTE 的值根據(jù)不同的調(diào)制方式而不同，如表.所示。表. 不同調(diào)制方式對應(yīng)的歸一化因子 QUOTE ModulationBPSKQPSKQAMQAM QAM(正交幅度調(diào)制)以QAM的映射方式為例。QAMQuadature Amplitude Modulation,正交幅度調(diào)制與其他調(diào)制技術(shù)相比，能得到高的頻譜效率，且具有抗操聲才干強(qiáng)等優(yōu)點，因此得到廣泛運用。MQAM信號的平均信號功率譜主瓣寬度為RS,RS為符號傳輸速率，等于信息符號速率Rb/(logM)。在Rb一定時，M越大，其主瓣寬度越大，頻帶利用率就越高。QAM調(diào)制中，數(shù)據(jù)信號由相互正交的兩個載波的幅度變化表示。QAM是一種矢

56、量調(diào)制，將輸入比特先映射普通采用格雷碼到一個復(fù)平面星座上，構(gòu)成復(fù)數(shù)調(diào)制符號，然后將該符號的I、Q分量即該復(fù)數(shù)的實部和虛部采用幅度調(diào)制，分別對應(yīng)調(diào)制在相互正交時域正交的兩個載波cos QUOTE 和sin QUOTE 上。正交振幅調(diào)制可以表示為式中：兩個相互正交的載波分量中，每一個載波被一組離散的振幅 QUOTE 、 QUOTE 所調(diào)制，故稱這種方式為正交振幅調(diào)制；TS是碼元寬度，m=、 、M，M為 QUOTE 和 QUOTE 的電平數(shù)。振幅 QUOTE 和 QUOTE 可以表示成： QUOTE (-)式中：A是固定振幅， QUOTE 、 QUOTE 由輸入信號確定。 QUOTE 決議已調(diào)QAM

57、信號在星座圖中的坐標(biāo)點。QAM是幅度、相位結(jié)合調(diào)制的技術(shù)，它同時利用載波的幅度和相位來傳送信息比特，因此在最小間隔 一樣的條件下可實現(xiàn)更高的頻帶利用率。QAM調(diào)制器的實現(xiàn)過程中，發(fā)送數(shù)據(jù)在進(jìn)展串并轉(zhuǎn)換器內(nèi)分成兩路，然后分別與一對正交調(diào)制分量相乘，求和后輸出，如圖.所示。圖. QAM調(diào)制器原理類似于其他數(shù)字調(diào)制方式，QAM的信號可以用星座圖方便地表示，星座圖上每一個星座點對應(yīng)發(fā)射信號集中的那一點。星座點數(shù)越多，每個符號能傳輸?shù)男畔⒘烤驮酱?。調(diào)制技術(shù)的可靠性可由相鄰星座點之間的最小間隔 來衡量，最小間隔 越大，抵抗噪聲等干擾的才干越強(qiáng)，前提是信號的平均功率一樣。常見的QAM方式有QAM、QAM、Q

58、AM等，WiMAX系統(tǒng)就采用了QAM及QAM這兩種QAM技術(shù)。QAM信號在星座圖上具有個樣點，每個樣點表示一種矢量形狀，QAM有態(tài)，每位二進(jìn)制數(shù)規(guī)定了態(tài)中的一態(tài)，QAM的每個符號時間傳送比特映射。圖.所示為QAM的星座圖。根據(jù).a規(guī)定，QAM編碼表如表.所示。圖. QAM的星座圖映射經(jīng)過表.映射后得到的I/Q數(shù)據(jù)再乘上 QUOTE 進(jìn)展歸一化，即得到調(diào)制后的I/Q值。I/Q數(shù)據(jù)分別進(jìn)展A/D變換，得到兩路模擬電平信號，用于和 QUOTE 相乘，從而實現(xiàn)調(diào)制。表. QAM編表輸入比特bbI輸入比特bbQ-QAM輸入比特采用格雷碼映射到一個復(fù)平面上，構(gòu)成復(fù)數(shù)符號。采用格雷碼使得接納端發(fā)生星座點誤判

59、時，會以較大的概率誤判為相鄰星座點，這樣只出現(xiàn)一個比特錯誤，提高了抗噪聲才干;相鄰星座點發(fā)生轉(zhuǎn)換時，由于只需一個比特發(fā)生變化，因此數(shù)字電路尖峰脈沖較小。. IFFT實現(xiàn)OFDM調(diào)制 IFFT/FFT 原理由本章第.節(jié)中所提的-與IDFT運算的表達(dá)式一致，闡明OFDM復(fù)等效基帶信號可以用離散傅立葉反變換的方法得到，而在OFDM系統(tǒng)的實踐運用中，通常采用更加方便快捷的快速傅立葉變換IFFT/FFT來降低運算復(fù)雜度。設(shè)x(n)為N點有限長序列，其DFT為式中： QUOTE ，而反變換IDFT為對IDFT取共軛，得因此這闡明IDFT的實現(xiàn)只需先將X(k)取共軛，就可以直接利用DFT方法計算，最后再將運

60、算結(jié)果取一次共軛，并乘以/N即可得到x(n)。所以，DFT和IDFT可以共用一個算法，這里僅討論DFT的快速傅立葉變換算法FFT的實現(xiàn)。由于旋轉(zhuǎn)因子 QUOTE 具有對稱性、周期性和可約性，使得DFT的運算中有些項可以合并且可以將長序列的DFT分解為短序列的DFT，由此產(chǎn)生了FFT算法。其算法根本上可以分為兩大類：按時間抽選DIT法和按頻率抽選法DIF法。按照逐次分解的塊蝶形運算的大小，常用的FFT算法主要為radix-或radix-，前者較為直觀但乘法器較多，而后者需求較少的乘法器但控制更復(fù)雜。 DIT的基FFT算法FFT算法的根本思想在于以下兩點：系數(shù) QUOTE 是一個周期函數(shù)，它的周期