通信原理歷屆試題

第四章模擬通信系統(tǒng)設有一雙邊帶信號七U)=x(t)cos°cf。為了恢復x(t),用信號cos(°t+0)去與七(t)相乘。為了使恢復出的信號是其最大可能的90%，相位0的最大允許值為。A0<25.80用相干解調來接收雙邊帶信號Acos°xtcos°t。已知f廣2KHz，輸入噪聲的單邊功率譜密度n0=2x10-8W/Hz。若保證輸出信噪功率比為20db，要求A值為。A0.1265V實際的調制器常常除了平均功率受限以外，還有峰值功率受限。假設DSBAM調制的調制信號x(t)=0.8cos200兀t，載頻信號C(t)=10cos2兀ft(f〉〉100Hz)，調幅度為0.8。求：DSB和AM已調信號的峰值功率。A32,162DSB和AM已調信號的峰值功率和兩個邊帶信號功率和之比值。A0?5,0?1出三級產生上邊帶信號的頻譜搬移過程(標明頻率)，其中「50KHz,L=5MHz,七=100MHz，調制信號為話音，其頻譜為300——3000Hz。、產生上邊帶信號的方框圖如圖P4.4所示。A5.若頻率為10KHz，振幅為1V的正弦調制信號，以頻率為100MHz的載頻進行頻率調制，已調信號的最大頻偏為1MHz。（1） 此調頻波的近似帶寬A2.02MHz（2） 若調制信號的振幅加倍，此時調頻波帶寬A4.02MHz（3） 若調制信號的頻率也加倍，此時調頻波帶寬A4.04MHZ在50q的負載電阻上，有一角調制信號，其表示式為尤（t）=10cos[108兀t+3sin2兀?1031]（V）（1） 平均功率為A1W（2） 最大頻偏A3KHz（3） 傳輸帶寬A8KHz（4） 最大相位偏移A3弧度（5） 能否判定是調頻波還是調相波A不能假設音頻信號x（t）經調制后在高頻信道傳輸。要求接收機輸出信噪比S0/N0=50db。已知信道中信號功率損失為50dB,信道噪聲為帶限高斯白噪聲，其雙邊功率譜密度為了=10一12w/位，音頻信號x（t）的最高頻率6=15KHz ，并且有E[x（t）]=0E[x2（t）]=1/2,|x（t）|=1求：min（1） DSB調制時，已調信號的傳輸帶寬和平均發(fā)送功率。（接受端同步解調）A30KHz,300W（2） SSB調制時，已調信號的傳輸帶寬和平均發(fā)送功率。（接受端同步解調）A15KHz,300W（3） 100%的振幅調制時，已調信號的傳輸帶寬和平均發(fā)送功率。（接受端用非同步解調）A30KHz,900W（4） mf=5的FM信號的傳輸帶寬和平均發(fā)送功率。（接受端用非同步解調）A180KHz,8W8.若用頻率負反饋解調器接收調頻波。其載波頻率為100MHz，調制頻率為3KHz，最大頻偏為75KHz。環(huán)路內的七?氣。=10。（1） 等效的最大頻偏為A6.82KHz（2） 等效的帶寬為A19.64KHz9.假定調頻波的調制頻率f和預加重網絡3dB的帶寬f1之比為5。在信道通帶不受限時，加重技術能改善輸出信噪比為A在信道通帶受限時能改善為某帶寬調頻信產生器如圖P4.5所示。已知fc1=200kHz(晶振頻率)，一方面作為NBFM的載頻，另一方面經n次倍頻后作2為混頻器的的本振頻率，取混頻器的差頻作為輸出。為使信號不失真，要求NBFM的最大角度偏移＜0.15rad，調制信號x(t),的頻譜范圍為300—15000HZ。如何選擇倍頻次數(shù)N1和N2，以滿足寬帶調頻f=108MHz,△f=90KHz的要求A40,580若九=200KHz的振蕩器頻率漂移為0.1Hz，則寬帶調頻的載頻漂移值為A54Hz若WBFM信號的載頻變化限制在108MHz土1Hz范圍內，賊200KHz的振蕩器頻漂要限制在A0.00185Hz將60路基帶復用信號進行頻率調制，形成FDM/FM信號。接收端用鑒頻器解調調頻信號。解調后的基帶復用信號用帶通濾波器分路，各俸祿信號經SSB同步解調得到各路話音信號。設鑒頻器輸出端各路話音信號功率譜密度相同。鑒頻器輸入端為帶限高斯白噪聲。畫出鑒頻器輸出端噪聲功率譜密度分布圖。各話路輸出端的信噪功率比是否相同？A相同已知基帶復用信號頻率范圍為12一252KHz，(每路按4KHz計)頻率最低的那一路輸出信噪功率比為50dB。若話路出信噪功率比小于30dB時認為不符合要求，則符合要求的話路為A32路第五章數(shù)字信號的基帶傳輸1將下面給出的三種二進制碼編為HDB 碼(設改序列前一個V碼3為正，B碼為負)全“1”碼A-1+1-1+1-1+1-1+1-1+1-1+1全“0”碼A+100+1-100-1+100+1-100-1+100+132位循環(huán)碼“1110110001111100110100100000101”A-1+1-10+1-1000+1-1+1-1+100-1+10-100+1000+10-10+102一個以矩形脈沖為基礎的全占空雙極性二進制隨即脈沖序列，“1”碼和“0”碼分別用1電平和-1電平表示，“1”碼出現(xiàn)的概率P=0?6,“0”碼碼出現(xiàn)的概率為0?4。(1)求該隨即脈沖序列的穩(wěn)態(tài)項v(t)A0?2(2)求該隨即脈沖序列的總平均功率。A1該隨機脈沖序列中沒有直流和基波(fb)成分，如果有,通過穩(wěn)態(tài)項求出它們的數(shù)值；A無寫出隨機脈沖序列功率譜密度p@)的表達式，A wT°A1.92TSa2(一b)+0.045(f)同上題情況，改為半占空雙極性隨機脈沖序列.⑴求出該隨即脈沖序列的穩(wěn)態(tài)v(t)并畫出它的波形；3A￡0.2g1(t-nTb)n=-3(2)求出它的直流功率和基波功率.A0.01,0.008設隨機二進制脈沖序列中“1”和“0”碼分別由g1(t和g2(t)表示;若g1(t)為升余弦波形;其波形見圖P5?1.假設P(1)=P(0)=0?52兀t一(1+cos )Tb0(1)求g2(t)=0時，該隨機二進制脈沖序列離散分量的功率譜密度,能否從中提取基波孔的成分。bA-15(f)+上丈如2m兀5(f-mf)，能m=116 8兀2 m2(1一m2)m=1(2)求g2(t)=—g1(t)時，該隨機二進制脈沖序列離散分量的功率譜密度，能否從中提取基波f的成分？bA0不能設隨機二進制脈沖序列中“1”和“0”碼分別由g1(t和g2(t)表示;若g1(t)為升余弦波形;其波形見圖P5.2.假設P(1)=P(0)=0.5。1 兀t一(1+cos )t<Tg1(t)=<2 Tb b0 "t>T、 b求g2(t)=0時，該隨機二進制脈沖序列離散分量的功率譜密度,能否從中提取基波f的成分。bA15(f),不能4求g2(t)=~g1(t)時，該隨機二進制脈沖序列離散分量的功率譜密度，能否從中提取基波f的成分？bA0,不能設隨機二進制脈沖序列的碼元間隔為tb，經過理想抽樣以后，送到圖P5.3的幾種濾波器，指出那幾種會引起碼間串擾？A(b)已知濾波器的h(o)具有如圖P5.4所示的特性(碼元速率變化時特性不變)。當采用以下碼元速率時(假設碼元經過了理想抽樣才加到濾波器)a?碼元速率fb=1000波特b.碼元速率fb=4000波特c.碼元速率fb=1500波特d.碼元速率fb=3000波特(1)那幾種碼元速率不會引起碼間串擾？(2)Ab,d那幾種碼元速率會引起碼間串擾，但還能用?Ac如濾波器的H(o)改為如圖P5.5所示的升余弦特性重作(1)2)(3)(1)Aa(2)Ab,d (3)Ac直線滾降傳輸特性如圖P5.6所示。求沖擊響應h(t)。A2WSa(2兀Wt)Sa(2兀aWt)當傳輸速率fb=2W1時，在抽樣點有無碼間串擾？A無與理想低通相比，由于碼元定時誤差的影響所引起的碼間串擾是增大還是減?。緼減小一個基帶傳輸系統(tǒng)具有如圖P5.5所示的傳輸特性，試求：該系統(tǒng)的最高傳輸速率，單位頻帶的碼元傳輸速率。A2000波特，1B/Hz若輸入信號由單位沖擊函數(shù)改為寬度等于t的不歸零矩形脈b沖，而要保持輸出波形不變，此時傳輸特性的表示式應是什么？兀f」「)Ifl^2WA\ 兀f if'2ATSa^-)0b Ifl〉2W分別與理想低通特性、直線滾降傳輸特性比較，在由于碼元定時誤差的影響所引起的碼間串擾方面性能如何?A升余弦＜直線滾降＜理想低通10.圖P5.7是數(shù)字電路方法產生具有升余弦頻譜特性的形成濾波器的原理電路。圖中的運算放大器作相加器使用。使R1=2R，以保證相加器的輸出中對a,b,c點三個分量的加權值分別為1/2,1,1/2。圖中低通濾波器的截止頻率為2fb，該電路的傳輸函數(shù)為?！盺1+cos 2fb011.一個不考慮碼間串擾的基帶二進制傳輸系統(tǒng)，二進制碼元序列中1碼判決時刻的信號值為1V,0碼判決時刻的信號值為0V已知噪聲均值為0,方差。2為10mW。求誤碼率pe。A3.5x10-714.試畫出1110010011010的眼圖(碼元速率為fb=1/Tb)。(1)“1”碼用g(t)=-(1+cos—)表示，“0”碼用一g(t)表b示;(2)“1”碼用g(t)=-(1+cos竺)表示，“0”碼用0表示。b第六章數(shù)字載波調制2ASK包絡檢測接收機輸入端的平均信噪功率比P為7dB,輸入端高斯白噪聲的雙邊功率譜密度為2X10-14V2/Hz。碼元傳輸速率為50波特，設“1”、“0”等概率出現(xiàn)。試計算最佳判決門限，最佳歸一化門限及系統(tǒng)的誤碼率。A4.47rV,2.235,5.4x10-2ASK相干檢測接收機輸入端的平均信噪功率比P為7dB，輸入端高斯白噪聲的雙邊功率譜密度為2X10-14V2/Hz。碼元傳輸速率為50波特，設“1”、“0”等概率出現(xiàn)。試計算最佳判決門限，最佳歸一化門限及系統(tǒng)的誤碼率。A4.47rV,2.24,1.27X10-2ASK相干檢測接收機輸入平均信噪功率比為9dB，欲保持相同的誤碼率，包絡檢測接收機輸入的平均信噪功率比應為多大？A10.3dB一相位不連續(xù)的2FSK信號，發(fā)1及0時其波形分別為七⑺二Acos(2000兀t+%)及s0(t)=Acos(8000兀t+中。)。碼元速率為600波特，采用普通濾波器檢測，系統(tǒng)頻帶寬度最小為A4.2KHz一相位不連續(xù)的2FSK信號，為了節(jié)省頻帶、提高抗干擾能力，采用動態(tài)濾波器進行分路濾波，設碼元速率為600波特，求發(fā)送頻率f1,f0之間最小間隔及系統(tǒng)帶寬。A600Hz,1800Hz差分檢測法解調2FSK信號，已知中心頻率f廣10KHz,頻偏△f=400Hz,時延c為()，該電路性能是否接近理想鑒頻器()A25財，接近一個相干2FSK系統(tǒng)每秒傳送2000bit，在傳輸過程中混入均值為0的高斯白噪聲，接收機輸入端信號幅度為12^7，白噪聲的雙邊功率譜密度為0.5x10-1572/Hz，抽樣判決器前接有電壓放大倍數(shù)為1000倍的放大器。求輸出碼流的誤碼率()。A1.36x10-3欲保持上題的誤碼率，對包絡檢測接收機，要求輸入端信號幅度為()：(其余條件同上題)A13.75R7已知數(shù)字信息^〃}=10110101，分別以下面兩種情況畫出2PSK、2DPSK及相對碼4」的波形。碼元速率為1200波特，載波頻率為1200Hz；碼元速率為1200波特，載波頻率為1800Hz；2DPSK信號相位比較法解調原理方框圖及輸入信號波形如圖P6.1所示。畫出b、c、d、e、f各點波形。機輸入信噪功率比r=10dB，試分別計算采用同步檢測2PSK信號、極性比較一碼型變換法檢測2DPSK信號時系統(tǒng)誤碼率。4.05x10-6比較相干2PSK系統(tǒng)抗噪聲性能（信噪功率比為丫c，誤碼率Pec）與差分2DPSK系統(tǒng)抗噪聲性能（信噪功率比為yd,誤碼率pD）的差異。在大信噪比條件下，求：（1） 誤碼率相同，接收機輸入信噪功率比之間關系。1Ay=—ln（兀y）+y（2） 接收機輸入信噪功率比相等為y，誤碼率之間關系。AP=J兀yP已知接收機輸入平均信噪功率比P=10dB，試分別計算單極性非相干4人，皿單極性相干4人，吧雙極性相干4ASK系統(tǒng)的誤碼率。A0.2641,0.167,0.035814.已知接收機輸入信噪功率比r=10dB，試分別計算非相干4FSK、相干4FSK系統(tǒng)的誤碼率。（）A0.01,0.00235515.已知接收機輸入信噪功率比r=10dB，（1） 試分別計算差分4DPSK、相干4PSK系統(tǒng)的誤碼率。（）A8.54x10-3,1.57x10-3（2） 在大信噪比條件下，若誤碼率相同,求差分4DPSK輸入信噪功率比yD、相干4PSK輸入信噪功率比y之間關系。（）Ay=1.8yD第七章模擬信號的數(shù)字傳輸1一個信號x(t)=2cos400兀t+6cos40兀t，用fs=500Hz的抽樣頻率對它理想抽樣.若已抽樣后的信號經過一個截止頻率為400Hz的理想低通濾波器，輸出端將有哪些頻率成分？A20Hz,200Hz,300Hz信號x(t)的最高頻率為fxHz，若用圖P7.1所示的q(t)對x(t)進行自然抽樣，試確定已抽樣信號的頻域表示式，并畫出其頻譜圖。(設「=5t).1vK兀A-乙Sa2(——)X(④—K④)K=—g號x(t)的最高頻率為fxHz，用f廣2fx的抽樣頻率對它進行瞬時抽樣，見圖7-12(a)，其中脈沖形成電路的沖擊響應h(t)=q(t)，q(t)的波形圖如P7.2所示。試確定已抽樣信號xH(t)的頻譜表示式(設T=1/2f=-t)。A1Sa2(匹)￡X(④—k④)5 2 sk=—s一個具有如圖P7.3所示頻譜的帶通信號進行理想抽樣后：當f=2.5B時信號()；A可以不失真地恢復當f〉5B時信號()；A可以不失真恢復(3)當fs=3.5B時信號A發(fā)生頻譜混淆，不能不失真地恢復。連續(xù)信號x(t)的最高頻率為fx，用f=2f的抽樣頻率進行理想抽樣，已抽樣信號x(t)經過圖P7.4所示的電路以后，可以近似恢s復x(t)。此方案的傳輸函數(shù)是什么?()A上e-j%Sa(f)2f 2fx x已知一量化器的誤差特性曲線如圖P7.6(a)所示，并設輸入信號為圖P7.6(b)所示。求量化誤差的平均功率.A1/12W對數(shù)壓縮特性(h特性)對信號進行壓縮，令R=100,0<x<xmax求出相應的擴張?zhí)匦浴X= [e4.615叮一1]1 100若劃分為32個量化級，試計算經壓擴后對小信號量化誤差改善了多少？A25.8dB擬信號抽樣值的概率密度如圖P7.7,設計一個四電平的均勻抽樣器，計算它的量化信噪功率比.A9.5dB單路話音信號x(t)的頻率范圍為200~3000Hz，抽樣頻率為8kHz，將所得的抽樣值用PAM或PCM系統(tǒng)傳輸。PAM系統(tǒng)要求的最小信道帶寬;A3KHz(2)在PCM系統(tǒng)中，抽樣值按128級量化進行二進制編碼，PCM系統(tǒng)要求的最小信道帶寬多大？A28KHz信號x(t)的最高頻率fx=2.5KHz，按照奈奎斯特速率進行抽樣(即f廣2fx)后，采用PCM方式傳輸，量化級數(shù)目Q=256,采用二進制編碼后在信道傳輸.假設系統(tǒng)的平均誤碼率為Pe=10-3,求傳輸10秒鐘以后錯碼的數(shù)目。A400個簡單增量調制系統(tǒng)的量化臺階-=50mV，抽樣頻率為32kHz，求當輸入信號為800Hz正弦波時，允許的最大振幅為多大？A0.318V設信號xQ)=Msino0t進行增量調制，若量化臺階。和抽樣頻率選擇得既保證不過載，又保證不致因信號振幅太小而使增量調制器不能正常編碼，則此時Afs>兀f。已知信號*?的振幅均勻分布在0到2v范圍以內，頻帶限制在5kHz以內，以104個抽樣點/s進行抽樣，這些抽樣值量化后編為二進制代碼，若量化電平間隔為1/32(V)。試求：(1)輸帶寬;A60KHz量化信噪比；A42dB若抽樣值量化后編為四進制代碼，傳輸帶寬和量化信噪比有無變化.A變小，不變若要分別設計一個PCM系統(tǒng)和站系統(tǒng).使兩個系統(tǒng)的輸出量化信噪比都滿足30dB的要求，巳知fx=4KHz。(1)這兩個系統(tǒng)所要求的帶寬；A40KHz,117KHz(2)若fjfx=0.04，誤碼率為P=10-3,PCM系統(tǒng)的碼位數(shù)k=5,并使AM系統(tǒng)的傳輸帶寬與PCM相同，試問此時兩系統(tǒng)的輸出信噪比分別為多少？A201,15.4第七章模擬信號的數(shù)字傳輸3一個信號x(t)=2cos400兀t+6cos40兀t，用fs=500Hz的抽樣頻率對它理想抽樣.若已抽樣后的信號經過一個截止頻率為400Hz的理想低通濾波器，輸出端將有哪些頻率成分？A20Hz,200Hz,300Hz4.信號x(t)的最高頻率為fxHz，若用圖P7.1所示的q(t)對x(t)

進行自然抽樣，試確定已抽樣信號的頻域表示式，并畫出其頻譜圖。(設T=5t).1vK兀05乙Sa2(偵)X(④—K④)K=—g:瞬號x(t)的最高頻率為。位，用f廣2fx的抽樣頻率對它進:瞬行瞬時抽樣，見圖7-12(a),其中脈沖形成電路的沖擊響應h(t)=q(t),q(t)的波形圖如P7.2所示。試確定已抽樣信號誑(t)的頻譜表示式(設T=1/2f=5t)。A-Sa2(四)￡X(④—k④)5 2 sk=—s一個具有如圖P7.3所示頻譜的帶通信號進行理想抽樣后:⑴當f=2.5B時信號()；A可以不失真地恢復⑵當f〉5B時信號()；A可以不失真恢復(3)當fs=3.5B時信號A發(fā)生頻譜混淆，不能不失真地恢復。15.連續(xù)信號x(t)的最高頻率為fx，用了廣2fx的抽樣頻率進行理想抽樣，已抽樣信號x(t)經過圖P7.4所示的電路以后，可以近s似恢復x(t)。此方案的傳輸函數(shù)是什么?()A—e「La(f)2f 2fx x已知一量化器的誤差特性曲線如圖P7.6(a)所示，并設輸入信號為圖P7.6(b)所示。求量化誤差的平均功率.A1/12W對數(shù)壓縮特性(^特性)對信號進行壓縮，令R=100,0<x<xmax求出相應的擴張?zhí)匦?。A工= [e4-615yi-1]1 100若劃分為32個量化級，試計算經壓擴后對小信號量化誤差改善了多少？A25.8dB擬信號抽樣值的概率密度如圖P7.7，設計一個四電平的均勻抽樣器，計算它的量化信噪功率比.A9.5dB單路話音信號x(t)的頻率范圍為200~3000Hz,抽樣頻率為8kHz,將所得的抽樣值用PAM或PCM系統(tǒng)傳輸。(1)PAM系統(tǒng)要求的最小信道帶寬；A3KHz(2)在PCM系統(tǒng)中，抽樣值按128級量化進行二進制編碼，PCM系統(tǒng)要求的最小信道帶寬多大？A28KHz信號x(t)的最高頻率fx=2.5KHz，按照奈奎斯特速率進行抽樣(即f廣2fx)后，采用PCM方式傳輸，量化級數(shù)目Q=256,采用二進制編碼后在信道傳輸.假設系統(tǒng)的平均誤碼率為P=10-3,求傳輸10秒鐘以后錯碼的數(shù)目。A400個簡單增量調制系統(tǒng)的量化臺階。=50mV，抽樣頻率為32kHz，求當輸入信號為800Hz正弦波時，允許的最大振幅為多大？A0.318V設信號工Q)=Msino0t進行增量調制，若量化臺階-和抽樣頻率選擇得既保證不過載，又保證不致因信號振幅太小而使增量調制器不能正常編碼，則此時Afs>兀/。13.已知信號*?的振幅均勻分布在0到2v范圍以內，頻帶限制在5kHz以內，以104個抽樣點/s進行抽樣，這些抽樣值量化后編為二進制代碼，若量化電平間隔為1/32(V)。試求：輸帶寬；A60KHz量化信噪比；A42dB若抽樣值量化后編為四進制代碼，傳輸帶寬和量化信噪比有無變化.A變小，不變若要分別設計一個PCM系統(tǒng)和AM系統(tǒng).使兩個系統(tǒng)的輸出量化信噪比都滿足30dB的要求，巳知fx=4KHz。這兩個系統(tǒng)所要求的帶寬；A40KHz,117KHz(4)若fjfx=0.04，誤碼率為P=10-3，PCM系統(tǒng)的碼位數(shù)k=5,并使AM系統(tǒng)的傳輸帶寬與PCM相同，試問此時兩系統(tǒng)的A201,15.4第八章 同步原理8-1 已知單邊帶信號SSSB(t)=f(t)cos①01+f(t)sin①01，試證明它不能用平方變換濾波法提取載波。解.?e(t)=S2(t)=TOC\o"1-5"\h\z=f2(t)cos2④t+f(t)2sin2④t+2f(t)f(t)cos④tsin④to o ooff2(t) 1 f(t) 1A2 A= +—f2(t)cos2?t+ -―f(t)cos2?t+f(t)f(t)cos④tsin④t經2f0窄帶濾波后為?—f2(t)cos2?t-—f(t)cos2?t+f(t)f(t)cos?tsin?t2 0 2 0 0 0上式經二分頻后得到的載波相位有兩個，故不能提取與載波同頻同相的同步信號。8-2已知單邊帶信號S(t)=f(t)cos?0t+f(t)sin?0t，若采用與DSB導頻插入相同的方法，試證明接收端可正確解調，若發(fā)端插入的導頻是調制載波，

試證明解調輸出中也含有直流分量。解：設插入的導頻為:sino01故解調器的輸出為所以調制信號為：S°(t)=Sssb(t)+asin氣t故解調器的輸出為S(t)=S(t)+asinotS(t)=S(t)cosof(t)cosot+f(t)sinot+asinotcosotA=f(t)cos2ot+f(t)sinotcosot+asinotcosot

'+—cos2ot+—fAt)sin2ot+~sin2ot22 2經低通濾波器后，可得到輸出為f(t)/2,證明接收端可正確解調。而采用插入的導頻是調葡載波°時，即：則:S0則:S0(t)=S(t)+acosotS(t)=S(t)cosotcosocosotf(t)cosot+f(t)sinot+acoso=f(t)cos2ot+f(t)sinotcosot+acos2ot0 0 0 0經LBF后'+—cos2ot+—fAt)sin2ot+~~sin2ot+—

2 0 2 0 2 0經LBF后V0(t)=—f(t)+— 輸出含有直流分量a/2。8-3 設某基帶信號如題8-3圖所示，它經過一帶限濾波器后變?yōu)閹扌盘?，試畫出從帶限基帶信號中提取位同步信號的原理方框圖和各點波形。解：(1)4位同步信號輸出tt比不超過2%時，試確定A中的最Acos比不超過2%時，試確定A中的最AcosQcos①一t+LPFcos(①0t+△中)1路輸出8-4 有兩個相互正交的雙邊帶信號AfosQtcosw0t和A2CosQ2tsinw0t*■送入如題8-4圖所示的電路解調。擋A=2代時要求二路間的干擾和信號電壓之LPF*■2路輸出題8-4圖解：1路輸出為:Acos。tcos④tsin(④t+A中)-1 1=Acos。t—sin(④t+A中)+—sinA中通過LBF后為:通過LBF后為:1—Acos。tsinA中而::2路輸出為Acos。tsin①tsin(①t+A而::2路輸出為Acos。tsin①tsin(①t+A中)=Acos。t011一一cos(2①t+A中)一一cosA9cosOtcos(2①t+A9)+0Acos。t