RCD鉗位電路分析與參數(shù)設(shè)計說明

..4RCD鉗位電路4.1基本原理分析由于變壓器漏感的存在,反激變換器在開關(guān)管關(guān)斷瞬間會產(chǎn)生很大的尖峰電壓,使得開關(guān)管承受較高的電壓應(yīng)力,甚至可能導(dǎo)致開關(guān)管損壞。因此,為確保反激變換器安全可靠工作,必須引入鉗位電路吸收漏感能量。鉗位電路可分為有源和無源鉗位電路兩類,其中無源鉗位電路因不需控制和驅(qū)動電路而被廣泛應(yīng)用。在無源鉗位電路中,RCD鉗位電路因結(jié)構(gòu)簡單、體積小、成本低而倍受青睞。RCD鉗位電路在吸收漏感能量的時候,同時也會吸收變壓器中的一部分儲能,所以RCD鉗位電路參數(shù)的選擇,以及能耗到底為多少,想要確定這些情況會變得比較復(fù)雜。對其做詳細的分析是非常必要的,因為它關(guān)系到開關(guān)管上的尖峰電壓,從而影響到開關(guān)管的選擇,進而會影響到EMI,并且,RCD電路設(shè)計不當(dāng),會對效率造成影響,而過多的能量損耗又會帶來溫升問題,所以說RCD鉗位電路可以說是很重要的部分。圖9圖10圖11反激變換器RCD鉗位電路的能量轉(zhuǎn)移過程可分成5階段,詳細分析如下：1t0-t1階段。開關(guān)管T1導(dǎo)通,二極管D1、D2因反偏而截止,鉗位電容C1通過電阻R1釋放能量,電容兩端電壓UC下降；同時,輸入電壓Ui加在變壓器原邊電感LP兩端,原邊電感電流ip線性上升,其儲能隨著增加,直到t1時刻,開關(guān)管T1關(guān)斷,ip增加到最大值。此階段變換器一次側(cè)的能量轉(zhuǎn)移等效電路如圖2<a>所示。2t1-t2階段。從t1時刻開始,開關(guān)管進入關(guān)斷過程,流過開關(guān)管的電流id開始減小并快速下降到零；同時,此階段二極管D2仍未導(dǎo)通,而流過變壓器原邊的電流IP首先給漏源寄生電容Cds恒流充電<因LP很大>,UDS快速上升<寄生電容Cds較小>,變壓器原邊電感儲存能量的很小一部份轉(zhuǎn)移到Cds；直到t2時刻,UDS上升到Ui+Uf<Uf為變壓器副邊向原邊的反饋電壓>。此階段變換器一次側(cè)的能量轉(zhuǎn)移等效電路如圖2<b>所示,鉗位電容C1繼續(xù)通過電阻R1釋放能量。3t2-t3階段。t2時刻,UDS上升到Ui+Uf后,D2開始導(dǎo)通,變壓器原邊的能量耦合到副邊,并開始向負載傳輸能量。由于變換器為穩(wěn)壓輸出,則由變壓器副邊反饋到原邊的電壓Uf=n<Uo+UD><Uo為輸出電壓,UD為二極管D2導(dǎo)通壓降,n為變壓器的變比>可等效為一個電壓源。但由于變壓器不可避免存在漏感,因此,變壓器原邊可等效為一電壓源Uf和漏感Llk串聯(lián),繼續(xù)向Cds充電。直到t3時刻,UDS上升到Ui+UCV<UCV的意義如圖1<b>所示>,此階段結(jié)束。此階段變換器一次側(cè)的能量轉(zhuǎn)移等效電路如圖2<c>所示,鉗位電容C1依然通過電阻R1釋放能量。由于t1-t3階段持續(xù)時間很短,可以認為該階段變壓器原邊峰值電流IP對電容Cds恒流充電。4t3-t4階段。t3時刻,UDS上升到Ui+UCV,D1開始導(dǎo)通,等效的反饋電壓源Uf與變壓器漏感串聯(lián)開始向鉗位電容C1充電,因此漏源電壓繼續(xù)緩慢上升<由于C1的容量通常比Cds大很多>,流過回路的電流開始下降,一直到t4時刻,變壓器原邊漏感電流ip下降到0,二極管D1關(guān)斷,開關(guān)管漏源電壓上升到最大值Ui+UCP<UCP的意義如圖1<b>所示>。此階段變換器一次側(cè)的能量轉(zhuǎn)移等效電路如圖2<d>所示。5t4-t5階段。t4時刻,二極管D1已關(guān)斷,但由于開關(guān)管漏源寄生電容Cds的電壓UDS=Ui+UCP>Ui,將有一反向電壓加在變壓器原邊兩端,因此,Cds與變壓器原邊勵磁電感Ls及其漏感Llk開始諧振,其能量轉(zhuǎn)移等效電路如圖2<e>所示。諧振期間,開關(guān)管的漏源電壓UDS逐漸下降,儲存于Cds中的能量的一部份將轉(zhuǎn)移到副邊,另一部分能量返回輸入電源,直到t5時刻諧振結(jié)束時,漏源電壓UDS穩(wěn)定在Ui+Uf。由于此階段二極管D1關(guān)斷,鉗位電容C1通過電阻R1放電,其電壓UC將下降。結(jié)合圖1和圖2進行分析可知：如果反饋電壓大于鉗位電容電壓,則在整個開關(guān)關(guān)斷期間,回饋電壓一直在向RCD鉗位電路提供能量,而該能量最終將被電阻R1消耗,因而將產(chǎn)生巨大的損耗。以上的分析是XX科技大學(xué)電氣與控制工程學(xué)院劉樹林教授于20XX發(fā)表在點擊工程學(xué)報上的一篇關(guān)于RCD鉗位電路的論文。他的分析很詳細,也很直觀,也都是對的。是我在網(wǎng)絡(luò)上能找到的最好的關(guān)于RCD鉗位電路的分析。我也參考了PI與仙童公司給出的設(shè)計參考,以及網(wǎng)絡(luò)上網(wǎng)友歸納的一些觀點與計算公式。但是我必須說,這些參考文獻給出的計算方法,沒有一個是可以直接應(yīng)用的,至少在這個使用ssl4101t的電源方案中,計算值與實際值出入非常大。4.2元件參數(shù)設(shè)計計算下面我說下,我參考了各種資料以及自己分析出的一種計算方法。流入鉗位電路的能量在傳遞到RCD鉗位電路后,所有的文獻都說,漏感能量損耗在了電阻R上,可以這么說,但是如果以這個為依據(jù)對鉗位電阻的阻值進行計算設(shè)計,這樣的做法是不對的,因為,這樣計算出來的電阻值不能保證,鉗位電路上的電壓波動在預(yù)想的范圍內(nèi),范圍波動的變化會影響到計算時所預(yù)計的箝位電壓值,導(dǎo)致整個設(shè)計完全失敗。所以電阻值的計算只有一個依仗,就是RC一階電路的理論,在前面已經(jīng)介紹了。這個電阻值的設(shè)計在于一個周期所期望的壓降,這個壓降由RC緩沖電路的放電速度限定。而當(dāng)電阻的阻值并非由功率設(shè)定時,那么電阻上的功率只由電阻的上的壓降以及其阻值決定。由上面的分析,設(shè)鉗位電壓最高值為,最低值為,注意這里的最高值和最低值都是電容兩端的壓降值?？傻靡韵氯齻€公式：〔4-1〔4-2〔4-3可以肯定的是,電容會將流入鉗位電路的能量充分吸收,所以電容值C通過能量來確定。則下面有：〔4-4從能量上考慮,RCD鉗位電路必然要吸收漏感的能量,但是,這個漏感能量在傳遞到RCD鉗位電路之前,是有損耗的,損耗在于MOS管的輸出電容上,也就是Coss,因為,漏感能量要先給它充能,使得它兩端的電壓能達到鉗位電路的鉗位電壓,達到了鉗位電壓后,二極管才會導(dǎo)通,接著才是漏感能量向鉗位電路傳遞能量,但是在MOS管輸出電容上損耗的能量是非常小的,大概在漏感能量的3%左右,所以可以忽略不計。還有一點非常重要,漏感電流在流入鉗位電路的過程中,反射電壓會對其做功,在上面的等效圖上,看上去反射點呀是不會對漏感電流做功的,但是實際的情況是,初級漏感并非是在初級電感之后的小尾巴,它存在于初級電感的每一處,所以反射電壓是確確實實的加在了漏感身上,那么當(dāng)漏感激發(fā)出電流時,反射電壓就會對其做功。在《開關(guān)電源A到Z》中,是這么描述這一情況的,并且還給出了相應(yīng)的公式。一次繞組與漏感串聯(lián),故較短時間內(nèi),漏感一直都在試圖復(fù)位。變壓器一次繞組被迫跟著變化并且連續(xù)提供此串聯(lián)電流,通過齊納管續(xù)流。雖然可以肯定一次繞組總是試圖通過二次側(cè)續(xù)流,但一部分能量還是被轉(zhuǎn)入齊納管鉗位電路,直到漏感完全復(fù)位。換句話說,一次電感中有些能量被串聯(lián)的漏感"迅速拿走",并連同漏感本身所具有的的能量,一起通過齊納管電路續(xù)流。〔P94〔4-5其中為反射電壓,為鉗位電壓從最大到最小的平均值。到這里,所需要的公式已經(jīng)全部出現(xiàn)了,但是我還是要推導(dǎo)一下,4-5式是如何來的。漏感電流從最大值到最小值所需要經(jīng)過的時間設(shè)為t0,漏感電流的函數(shù)為,則有：〔4-6所以也就可以知道漏感電流降為0的時間：〔4-7那么反射電壓對漏感電流做功為：〔4-8則：〔4-9將4-7式帶入4-9式有：〔4-10再加上漏感本身能量,就有：〔4-11從4-11式可以看出,選定的鉗位電壓值越小,越接近反射電壓,那么損耗的功率也就越大,而當(dāng)選擇的鉗位電壓值越大,損耗的功率也就越小,但是這時候MOS管兩端的電壓尖峰也就越高,因為若要二極管關(guān)斷截止,那么MOS管D極的電壓值必須要等于鉗位電容上的鉗位電壓最大值。而在實際使用這個公式去計算的時候,發(fā)現(xiàn)了一個問題,那就是,計算的能量值與實際流入RCD鉗位電路的能量值相比,計算值明顯大了不少,也就是說,并非所有的損耗能量都進入了鉗位電路,很大一部分消耗在別的元件器件上以及寄生參數(shù)上,還有一部分回饋給了電網(wǎng)。在PI公司給的鉗位電路設(shè)計參考中,對這一點有所提及。具體情況如下：PI公司將不同功率的電源,鉗位電路中所消耗的能量進行了劃分。在這個案例中輸出功率是大于90w的,但是實際情況并非PI所預(yù)計的。下面給出這個案例中,電阻使用100千歐,電容2.2納法,二極管為ESIJ,反向恢復(fù)速度為35納秒的超快速二極管的實測鉗位電路波形。圖表12以及相對應(yīng)的MOS管兩端電壓波形：圖13以及,使用500ns回復(fù)時間的GROMA二極管時鉗位電容的波形：圖14使用GROMA時,MOS兩端電壓波形：圖15下面再給出,當(dāng)負載為空載時,鉗位電容上的波形：圖16如上各圖所示,對于2.2納法,100千歐的RC組合,測試的結(jié)果是從173v到145v,那么就可以計算其中所蘊含的能量,大概為理論計算的0.7倍,經(jīng)過多次試驗,不同的RC組合驗證,這個理論與實際之間的系數(shù)大概在0.6到0.7.下面根據(jù)系數(shù)0.7,設(shè)計一個從155V下降到135V的RC組合,利用前面給出的公式,先根據(jù)下降的幅度,計算出所需RC值,再通過4-11計算出理論能量值,并計算出大概的實際值,再由公式4-4計算出所需的電容值,再由之前計算的RC值求出電阻值。得出結(jié)果為4.6納法和24千歐。下面給出使用4.7納法,30千歐的RC組合得出的波形圖,電阻適當(dāng)增加,是對在二級管導(dǎo)通瞬間,瞬間流出鉗位電路能量的一種適當(dāng)補償。圖17再給出對應(yīng)的MOS管兩端電壓：圖184.3注意事項二極管的選擇在這個電源案例里,使用的二極管為GROMA,反向恢復(fù)時間為500ns。二極管在反向恢復(fù)完成前,它的正反向都是相當(dāng)于導(dǎo)通狀態(tài)的,這在RCD鉗位電路里,會造成一種情況,就是充入鉗位電路里的能量會迅速的在反向恢復(fù)完成前流出來〔這時候,可以認為漏感與鉗位電容產(chǎn)生了震蕩,而且頻率非常高,可以計算出來,逸散在電路的寄生參數(shù)與其他元件上,也有一部分會返還給電網(wǎng),提升了效率。同時,反向恢復(fù)時間短的二極管比反向恢復(fù)時間長的二極管的等效電阻與寄生電容小,所以,使用相對慢一些的二極管會對漏感能量起到一種消耗作用,這減小了漏感尖峰。但是,慢一些的二極管,會讓本來預(yù)計好的鉗位電壓值下滑,箝位電壓值下滑在前面的分析中已經(jīng)說明,這會讓漏感電流從變壓器中抽取更多的能量。而著意使用較慢的二極管這種設(shè)計方法由來已久,在網(wǎng)上對其效果的討論表明很多電源很多工程師都是采用這種方法的。但是在PI給出的設(shè)計參考中,特別提到了這種設(shè)計方法,它給出的建議是,除非在很肯定的情況下,