第8章波形產(chǎn)生電路與變換電路

第八章波形產(chǎn)生電路與變換電路8.1非正弦波產(chǎn)生電路8.2集成函數(shù)發(fā)生器ICL8038簡介8.3正弦波產(chǎn)生電路8.1非正弦波產(chǎn)生電路矩形波、鋸齒波、三角波等非正弦波,實質(zhì)是脈沖波形。產(chǎn)生這些波形一般是利用惰性元件電容C和電感L的充放電來實現(xiàn)的。由于電容使用起來方便,因而實際中主要用電容。其原理如圖8-1所示。圖8–1利用電容充放電產(chǎn)生脈沖波形原理圖圖8-2電容充放電的波形由圖8-1得其三要素為其充放電的波形如圖8-2所示,改變充放電時間常數(shù),可得到不同波形。8.1.1矩形波產(chǎn)生電路圖8–3矩形波產(chǎn)生電路

1.工作原理在圖8-3所示電路中,通過Ro和穩(wěn)壓管VDz1、VDz2對輸出限幅,如果它們的穩(wěn)壓值相等,即Uz1=Uz2=Uz,那么電路輸出電壓正、負幅度對稱：UOH=+Uz,UOL=-Uz,同相端電位由uo通過R2、R3分壓后得到,這是引入的正反饋；反相端電壓

受積分器電容兩端的電壓uC控制。當電路接通電源時,與必存在差別?；蚴请S機的。盡管這種差別極其微小,但一旦出現(xiàn),uo=UOH=+Uz。反之,當出現(xiàn)時,uo=UOL=-Uz。因此,uo不可能居于其它中間值。設t=0(電源接通時刻)，電容兩端電壓uC=0,滯回比較器的輸出電壓uo=+Uz,則集成運放同相輸入端的電位為(8-1)此時,輸出電壓uo=+Uz對電容充電,使由零逐漸上升。在等于以前,uo=+Uz不變。當時輸出電壓uo從高電平+Uz跳變?yōu)榈碗娖?Uz。當uo=-Uz時,集成運放同相輸入端的電位也隨之發(fā)生跳變,其值為同時電容器經(jīng)R放電,使逐漸下降。在等于以前,不變,當時,uo從-Uz跳變?yōu)?Uz,也隨之而跳變?yōu)?電容器C再次充電。如此周而復始,產(chǎn)生振蕩,從uo輸出矩形波，其波形如圖8-4所示。圖8–4矩形波產(chǎn)生電路波形圖2.振蕩周期計算其中（8-4）T1、T2不難從電容充放電三要素和轉(zhuǎn)換值求得（8-3）代入式(8-4)得同理求得(8-5)(8-6)(8-7)如果UOH≠|(zhì)UOL|,則上述,T1≠T2,輸出為矩形波。如果|UOH|=|UOL|,但τ充≠τ放,T1≠T2,那么輸出也為矩形波。通常定義矩形波為高電平的時間T2與周期T之比為占空比D,即(8-8)占空比可調(diào)電路如圖8-5所示。通過計算可得該電路的占空比為(8-9)其中rd1、rd2分別為二極管VD1、VD2導通時的電阻。具體推導請讀者自行完成。圖8–5占空比可調(diào)電路8.1.2三角波產(chǎn)生電路從圖8-3的電容輸出,可得到一個近似的三角波信號。由于它不是恒流充電,隨時間t的增加uC上升,而充電電流i充=（uo-uC）/R隨時間而下降,因此uC輸出的三角波線性較差。此電路主要用于要求矩形波輸出的場合。為了提高三角波的線性,只要保證電容是恒流充放電即可。用集成運放組成的積分電路取代圖8-3的RC電路,略加改進即可,電路如圖8-6所示。圖8–6三角波產(chǎn)生電路1.工作原理設電源合上，t=0,uo1=+Uz,電容恒流充電。因為A2積分電路具有虛地,所以充電電流為i充=Uz/R,uo=-uC線性下降；當下降到一定程度,使A1的U+≤U-=0時,uo1從+Uz跳變?yōu)?Uz。uo1變?yōu)?Uz后,電容恒流放電,則輸出電壓線性上升；當uo上升到一定值后,使A1的U+≥U-,uo1從-Uz跳變到+Uz,電容再次充電,uo再次下降。如此周而復始,產(chǎn)生振蕩,由于充電時間常數(shù)和放電時間常數(shù)相同,因而輸出波形uo為三角波。根據(jù)上述過程,畫出uo1和uo的波形,如圖8-7所示,uo是三角波,而uo1是方波。圖8–7雙運放非正弦波產(chǎn)生電路的波形2.計算(1)uo幅值計算。uo的幅值從滯回比較器產(chǎn)生突變時刻求出,對應A1的U+=U-=0時的uo值就為幅值。從圖8-6可看出A1的U+為當時,對應的uo值為輸出三角波的幅值Uom,即(8-10)當uo1=+Uz時當uo1=-Uz時（8-11）(2)振蕩周期的計算。由A2的積分電路可求出振蕩周期,其輸出電壓uo從-Uom上升到+Uom所需時間為T/2,所以得將式(8-11)代入,可得(8-12)(8-13)8.1.3鋸齒波產(chǎn)生電路三角波產(chǎn)生電路的條件是電容充放電時間常數(shù)相等,如使二者相差較大,即為鋸齒波產(chǎn)生電路。鋸齒波產(chǎn)生電路如圖8-8所示。圖8–8鋸齒波產(chǎn)生電路利用VD1、VD2控制充放電回路,調(diào)整電位器RP可改變充放電時間常數(shù)。如果RP在中點,則充放電時間常數(shù)相等,輸出為三角波；如果RP在最下端,則充電時間常數(shù)大于放電時間常數(shù),得負向鋸齒波；如果RP在最上端,則充電時間常數(shù)小于放電時間常數(shù),得正向鋸齒波。其中后兩種波形如圖8-9所示。圖8–9鋸齒波產(chǎn)生電路波形鋸齒波的幅度和振蕩周期與三角波相似。當時,對應的uo值為當uo1=+Uz時當uo1=-Uz時(8-14)(8-15)振蕩周期為T=T1+T2,電容充電時間T1為則電容放電時間T2為(8-16)則故振蕩周期為式中rd1、rd2為二極管VD1、VD2導通時的電阻。(8-17)8.1.4波形變換電路波形變換電路的功能是將一種形狀的波形變換成另一種形狀的波形,以適應各種不同的需要。8.2集成函數(shù)發(fā)生器ICL8038簡介隨著大規(guī)模集成電路技術(shù)的迅速發(fā)展,人們將波形產(chǎn)生電路和波形變換電路集成在一小塊硅片上,它可輸出若干種不同的波形,所以稱之為函數(shù)發(fā)生器。下面簡要介紹美國INTERSIL產(chǎn)品ICL8038。ICL8038為大規(guī)模集成電路,其原理框圖如圖8-10所示。圖8–10ICL8038的原理框圖ICL8038管腳如圖8-11所示,其中管腳⑧為頻率調(diào)節(jié)(簡稱調(diào)頻)電壓輸入端。振蕩頻率與調(diào)頻電壓成正比,其線性度約為0.5%。調(diào)頻電壓的值是指管腳⑥與管腳⑧之間的電壓值,它的值應不超過(UCC+UEE)。管腳⑦輸出調(diào)頻偏置電壓,其值(指管腳⑥與⑦之間的電壓)是(UCC+UEE),它可作為管腳⑧的輸入形式。此外,該器件的矩形波輸出級為集電極開路形式,因此在管腳⑨和正電源之間外接一個電阻,其阻值一般為10kΩ左右。圖8-11ICL8038管腳圖(頂視圖)圖8-12ICL8038基本接法上升時間t1為下降時間t2為因此振蕩周期為振蕩頻率為(8-19)(8-20)其中RA和RB的阻值宜在范圍內(nèi)(“UCC-U⑧”是管腳⑥與管腳⑧之間的電壓),且RB應小于2RA。⑧⑧當RA=RB時,管腳⑨、③和②的輸出波形分別為矩形波、三角波和正弦波,振蕩頻率為。調(diào)節(jié)電位器RW可使正弦波的失真度減小到1.5%以下。用100kΩ電位器接成可變電阻形式代替圖8-12中的82kΩ電阻,調(diào)節(jié)它也可以減小正弦波的失真度。如果希望進一步減小正弦波的失真度,可用圖8-13所示的調(diào)整電路,使正弦波的失真度減小到0.5%左右。圖8–13頻率可調(diào)和失真小的函數(shù)發(fā)生器圖8–14掃描信號發(fā)生器(RA=RB)表8-1ICL8038的主要參數(shù)8.3正弦波產(chǎn)生電路8.3.1產(chǎn)生正弦波振蕩的條件在第五章負反饋放大電路中,我們討論過放大器在通頻帶內(nèi)引入的負反饋,到通頻帶外,可能變?yōu)檎答?當滿足一定的相位和幅度條件時,將產(chǎn)生自激振蕩,即使在放大電路的輸入端不加信號,在它的輸出端也會出現(xiàn)某種頻率和幅度的波形,使放大器無法正常工作,所以對放大電路應當設法消除自激振蕩。但對于正弦波產(chǎn)生電路,其目的就是要使電路產(chǎn)生一定頻率和幅度的正弦波,因而在放大電路中有意地引入正反饋,并創(chuàng)造條件,使之產(chǎn)生穩(wěn)定可靠的振蕩。可見正弦波發(fā)生電路的基本結(jié)構(gòu)是引入正反饋的反饋網(wǎng)絡和放大電路,如圖8-15所示。接成正反饋是產(chǎn)生振蕩的首要條件,又稱為相位條件。為了使電路在沒有外加信號時(Xi=0)就產(chǎn)生振蕩,應要求電路在開環(huán)時滿足.即圖8–15正弦波產(chǎn)生電路的基本結(jié)構(gòu)正弦波產(chǎn)生電路一般應包括以下幾個基本組成部分:(1)放大電路。(2)反饋網(wǎng)絡。(3)選頻網(wǎng)絡。(4)穩(wěn)幅電路。判斷一個電路是否為正弦波振蕩器,就看其組成是否含有上述四個部分。判斷振蕩的一般方法是:(1)是否滿足相位條件,即電路是否為正反饋,只有滿足相位條件才有可能振蕩。(2)放大電路的結(jié)構(gòu)是否合理,有無放大能力,靜態(tài)工作點是否合適。(3)分析是否滿足幅度條件,檢驗,若①,則不可能振蕩。②,能振蕩,但輸出波形明顯失真。③,產(chǎn)生振蕩。振蕩穩(wěn)定后。再加上穩(wěn)幅措施,振蕩穩(wěn)定,而且輸出波形失真小。8.3.2正弦波振蕩電路1.RC串并聯(lián)網(wǎng)絡的選頻特性圖8–16RC串并聯(lián)網(wǎng)絡及其高低頻等效電路當信號頻率足夠低時, ,可得到近似的低頻等效電路,如圖8-16(b)所示。它是一個超前網(wǎng)絡。輸出電壓相位超前輸入電壓。當信號頻率足夠高時,,其近似的高頻等效電路如圖8-16(c)所示。它是一個滯后網(wǎng)絡。輸出電壓相位落后輸入電壓。因此可以斷定,在高頻與低頻之間存在一個頻率fo,其相位關系既不是超前也不是落后,輸出電壓與輸入電壓相位一致。這就是RC串并聯(lián)網(wǎng)絡的選頻特性。整理后得由圖8-16(a)可得(8-22)通常取R1=R2=R,C1=C2=C,則其中,即(8-23)式(8-23)所代表的幅頻特性為(8-24)(8-25)相頻特性為可見,當ω=ωo=1/RC時,達到最大值,且等于1/3,而相移φ=0。(8-26)圖8–17RC串并聯(lián)網(wǎng)絡的頻率特性

2.RC串并聯(lián)網(wǎng)絡正弦波振蕩電路圖8-18為RC串并聯(lián)網(wǎng)絡正弦波振蕩電路。其放大電路為同相比例電路。反饋網(wǎng)絡和選頻網(wǎng)絡由串并聯(lián)電路組成。由RC串并聯(lián)網(wǎng)絡的選頻特性得知,在ω=ω0=1/RC時,其相移φF=0,為了使振蕩電路滿足相位條件φAF=φA+φF=±2nπ圖8-18RC串并聯(lián)網(wǎng)絡正弦波振蕩電路要求放大器的相移φA也為0°(或360°)。所以,放大電路可選用同相輸入方式的集成運算放大器或兩級共射分立元件放大電路等。由于它是RC串并聯(lián)網(wǎng)絡選頻特性,所以使信號通過閉合環(huán)路后,僅有ω=ωo的信號才滿足相位條件,因此,該電路振蕩頻率為ωo,從而保證了電路輸出為單一頻率的正弦波。(8-27)而圖8-18所示的反饋系數(shù)就是RC串并聯(lián)網(wǎng)絡的傳輸系數(shù),如式(8-23)所示,即放大器的放大倍數(shù)(8-28)當ω=ωo時,,因而按起振條件式(8-27),要求即例如,若Rf=20kΩ,則取R1=10kΩ,用8.2kΩ的電阻和4.7kΩ的電位器串聯(lián)作為R1,這樣便于調(diào)整,使之滿足式(8-29)而起振。該電路的振蕩頻率為(8-29)(8-30)圖8–19二極管穩(wěn)幅電路的RC串并聯(lián)網(wǎng)絡振蕩電路8.3.3LC正弦波振蕩電路1.LC并聯(lián)回路的選頻特性簡單的LC并聯(lián)回路只包含一個電感和一個電容,如圖8-20所示,R表示回路的等效損耗電阻,其數(shù)值一般很小。電路由電流I激勵?；芈返牡刃ё杩篂?(8-31)圖8–20LC并聯(lián)電路對于某個特定頻率ωo,滿足,即或(8-32)則電路產(chǎn)生并聯(lián)諧振,所以f0叫做諧振頻率。諧振時,回路的等效阻抗呈現(xiàn)純電阻性質(zhì),且達到最大值,稱為諧振阻抗Zo。這時，(8-33)其中LC并聯(lián)回路諧振時的輸入電流為(8-34)而流過電感的電流為(8-35)所以通常Q>>1,所以,即諧振時,LC并聯(lián)電路的回路電流比輸入電流大得多,此時諧振回路外界的影響可忽略。諧振時式(8-31)虛部為零,所以相移也為零。(8-35)圖8–21LC并聯(lián)回路的頻率特性2.變壓器反饋式LC正弦波振蕩電路圖8–22變壓器反饋式LC正弦波振蕩電路振蕩的起振幅值條件為,只要變壓器的匝數(shù)比設計恰當,一般都可滿足幅值條件。在滿足相位條件的前提下仍不起振,可加、減變壓器次級繞組的匝數(shù),使之振蕩。當Q值較高時,振蕩頻率fo就等于LC并聯(lián)回路的諧振頻率,即(8-36)3.三點式LC正弦波振蕩電路因為這類LC振蕩電路的諧振回路都有三個引出端子,分別接至三極管的e、b、c極上,所以統(tǒng)稱為三點式振蕩電路。圖8-23列舉了幾種常見的三點式振蕩電路的接法。圖8–23三點式振蕩電路電感三點式正弦波振蕩電路的振蕩頻率基本上等于LC并聯(lián)電路的諧振頻率,即其中L′是諧振回路的等效電感,即電容三點式正弦波振蕩電路的振蕩頻率近似等于LC并聯(lián)電路的諧振頻率,即對圖8-23(c)、(d)(8-37)(8-38)(8-39)(8-40)圖8–24電容三點式改進型正弦波振蕩電路由于電容三點式正弦波振蕩電路的反饋電壓取自電容C2,反饋電壓中諧波分量小,因此輸出波形較好。而且電容C1、C2的容量可以選得較小,并可將管子的極間電容計算到C1、C2中去,所以振蕩頻率可達100MHz以上。但管子的極間電容隨溫度等因素變化,對振蕩頻率有一