LVDT 解調(diào)：整流器類型與同步解調(diào)-設(shè)計(jì)應(yīng)用

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在之前的文章中，我們討論了二極管整流器解調(diào)器的操作和挑戰(zhàn)。在本文中，我們將首先了解整流器型解調(diào)器的一般局限性。然后，我們將看到同步解調(diào)器可以解決其中的一些問題。，我們將了解LVDT應(yīng)用中同步解調(diào)的缺點(diǎn)。

整流型解調(diào)器的局限性雖然精密整流器可以彌補(bǔ)簡(jiǎn)單二極管整流器的挑戰(zhàn)，但整流型解調(diào)器通常有幾個(gè)缺點(diǎn)。使用整流器型解調(diào)器，我們需要訪問LVDT次級(jí)的中心抽頭，以對(duì)每個(gè)次級(jí)繞組兩端的電壓進(jìn)行整流。因此，這種類型的解調(diào)僅適用于5線LVDT（圖1(b)）。

圖1.(a)4線和(b)5線LVDT。

還有其他解調(diào)方法不需要接入中心抽頭，通過處理兩個(gè)次級(jí)之間的電壓差就可以確定鐵芯位置。這些解調(diào)器允許我們使用4線LVDT，如圖1(a)所示。

擁有少數(shù)量的電氣連接真的很重要嗎？

在許多應(yīng)用中，調(diào)節(jié)電路距離傳感器很遠(yuǎn)。一個(gè)很好的例子是在放射性應(yīng)用的惡劣環(huán)境中進(jìn)行測(cè)量，其中調(diào)節(jié)電路應(yīng)放置在安全區(qū)域，甚至距離LVDT數(shù)百米。在這些情況下，通過5線配置長(zhǎng)距離傳輸兩個(gè)次級(jí)電壓可能具有挑戰(zhàn)性。對(duì)于遠(yuǎn)離LVDT的調(diào)節(jié)模塊，需要具有低分布電容的均衡布線。這意味著布線成本的顯著增加。

整流型解調(diào)器的另一個(gè)缺點(diǎn)是它的噪聲抑制能力有限?？紤]一個(gè)LVDT傳感器，其位移遵循250Hz的正弦波形。圖2中的紅色曲線顯示了使用典型二極管整流器獲得的此LVDT的解調(diào)輸出。

圖2。

在此圖中，綠色曲線表示位移x。如您所見，輸出信號(hào)看起來像x的放大版本，只是它有一些對(duì)應(yīng)于某些高頻分量的突然變化。

為了去除這些不需要的高頻分量，我們可以使用截止頻率略高于系統(tǒng)機(jī)械帶寬(250Hz)的低通濾波器。因此，即使使用理想的低通濾波器，所有高達(dá)250Hz的頻率分量都會(huì)通過濾波器而不會(huì)衰減。因此，耦合到傳感器輸出的任何低于250Hz的噪聲分量也會(huì)出現(xiàn)在解調(diào)器輸出中。

噪聲性能差是整流型解調(diào)器的主要缺點(diǎn)。對(duì)于長(zhǎng)電纜，這種限制變得更加明顯。噪聲性能以及5線配置要求使該電路不適合長(zhǎng)距離電纜運(yùn)行到遠(yuǎn)程位置。下面討論的同步解調(diào)可以解決這兩個(gè)問題。

同步解調(diào)考慮圖3中所示的LVDT。假設(shè)我們有\(zhòng)[V_{EXC}=A_p\cos(2\pi\timesf_p\timest)\]。

圖3.LVDT示例

差分輸出(\[V_{out}\])是調(diào)幅信號(hào)，可以表示為：

\[V_{out}=A_s\timesx\times\cos(2\pi\timesf_p\timest+\phi)\]

等式1。

其中x是位移，\[A_s\]是一個(gè)比例因子，它給出了給定x的總輸出幅度。相位項(xiàng)\[\phi\]是由初級(jí)電壓和次級(jí)電壓之間的LVDT引起的相位差。理想情況下，此相移應(yīng)非常小，尤其是在制造商提供的特定頻率附近。但是，我們通常需要考慮這種相移。

同步解調(diào)技術(shù)將LVDT差分輸出乘以激勵(lì)信號(hào)（或一般與激勵(lì)信號(hào)同步的信號(hào)）。這給出：

\[V_{demod}=V_{out}\timesV_{EXC}=A_s\timesx\times\cos(2\pi\timesf_p\timest+\phi)\timesA_p\cos(2\pi\時(shí)間f_p\時(shí)間t)\]

等式2。

簡(jiǎn)化為：

\[V_{demod}=\frac{1}{2}\timesA_s\timesx\timesA_p[\cos(\phi)+\cos(2\pi\times2f_p\timest+\phi)]\]

括號(hào)內(nèi)的項(xiàng)是直流，但是，第二項(xiàng)是激勵(lì)頻率的兩倍。因此，窄低通濾波器可以去除第二項(xiàng)，我們有：

\[V_{filtered}=\frac{1}{2}\timesA_s\timesx\timesA_p\cos(\phi)\]

等式3。

這給了我們一個(gè)與位移x成正比的直流電壓。

乘方波同步解調(diào)我們可以使用模擬乘法器將LVDT輸出乘以激勵(lì)正弦波（公式2）；然而，模擬乘法器價(jià)格昂貴且具有線性限制。我們可以將信號(hào)乘以與激勵(lì)輸入同步的方波，而不是乘以正弦波。

您可能想知道如何使用方波而不是正弦波？在±1之間切換的方波可以表示為方波頻率的奇次諧波處的正弦曲線的無限和。因此，頻率為\[f_p\]的方波可以表示為：

\[v_{squarewave}(t)=\sum_{n=1,3,5}^{\infty}\frac{4}{n\pi}\sin(2\pi\timesnf_p\timest)\]

當(dāng)LVDT輸出（\[f_p\]處的正弦曲線）乘以方波時(shí)，方波的基波分量\[(\frac{4}{\pi}\sin(2\pi\timesf_p\時(shí)間t))\]在\[2f_p\]處產(chǎn)生直流分量和高頻分量。如前一節(jié)所述，高頻分量將被低通濾波器抑制，所需的直流分量將出現(xiàn)在輸出端。

乘以方波的高次諧波將產(chǎn)生\[f_p\]的偶數(shù)倍的高頻分量。因此，DC分量是出現(xiàn)在濾波器輸出端的分量，就像將信號(hào)乘以正弦波的情況一樣。乘以方波的主要優(yōu)點(diǎn)是它可以顯著簡(jiǎn)化解調(diào)器的電路實(shí)現(xiàn)。

同步解調(diào)器的電路實(shí)現(xiàn)基于方波的同步解調(diào)器如圖4所示。

圖4.基于方波的同步解調(diào)器

在這種情況下，LVDT輸出的放大版本乘以方波而不是激勵(lì)正弦波。方波與激勵(lì)輸入同步，并通過如上框圖所示的“過零檢測(cè)器”獲得。

為了通過方波執(zhí)行乘法，信號(hào)鏈的增益在\[±A_{amp}\]之間周期性變化（\[A_{amp}\]是放大器增益）。請(qǐng)注意，較低的路徑包含-1的增益。這是通過使用方波驅(qū)動(dòng)開關(guān)SW來實(shí)現(xiàn)的，開關(guān)SW改變上下路徑之間的信號(hào)路徑。這實(shí)際上等效于將放大器輸出乘以方波。

，使用一個(gè)低通濾波器來保留輸出的直流項(xiàng)并抑制高頻分量。

LVDT同步解調(diào)器的優(yōu)點(diǎn)同步解調(diào)的主要優(yōu)點(diǎn)是它的噪聲性能。如上所述，同步解調(diào)將LVDT輸出移至直流，并使用低通濾波器來保留此直流分量。低通濾波器將抑制其通帶之外的所有噪聲分量。

由于我們想要的信號(hào)是直流信號(hào)，我們可以使用一個(gè)窄帶低通濾波器。這將限制系統(tǒng)帶寬并允許解調(diào)器顯著抑制耦合到LVDT輸出的大部分噪聲。此外，通過同步解調(diào)，我們可以使用4線LVDT。

LVDT同步解調(diào)器的缺點(diǎn)盡管與整流型解調(diào)器相比，同步解調(diào)可以提供更高的抗噪性，但其輸出取決于激勵(lì)電壓的幅度（公式3中的\[A_p\]）。因此，對(duì)于同步解調(diào)，激勵(lì)輸入的幅度穩(wěn)定性至關(guān)重要。

另一個(gè)問題是解調(diào)器輸出取決于LVDT傳遞函數(shù)的相移（公式3中的\[\cos(\phi)\]）。理想情況下，該相移應(yīng)該非常??；但是，它不是恒定的，會(huì)隨著工作點(diǎn)的變化而變化。實(shí)際的解調(diào)器電路通常