高效率開關電源的其他設計思維講義

（三）高效率開關電源的其他設計思路第一頁，共九十一頁。1.級聯(lián)方式的開關電源可以發(fā)揮各變換器的優(yōu)點，避免缺點。實現(xiàn)性能最佳、效率最高。第二頁，共九十一頁。（1）一種AC/DC變換器的

高效率解決方案第三頁，共九十一頁。PFC的附加作用考慮電磁干擾及二極管的反向恢復造成的損耗等因素，小功率PFC宜采用臨界電流型控制方式，本級可以采用MC33368或KA7524或其它適用于小功率輸出的PFC控制IC。PFC除設置輸出反饋以穩(wěn)定輸出電壓外，設置PFC輸出電壓反饋防止輸出反饋開路。正常工作時，僅輸出反饋起作用，通過調節(jié)PFC輸出電壓穩(wěn)定輸出電壓。當PFC的輸出電壓為400V時，輸出紋波電壓分別為1%、3%所需的濾波電容器約為：1.2μF/W和0.4μF/W，在通常的濾波電容的選擇容量范圍內。因此，經(jīng)過PFC的預穩(wěn)定的作用，其輸出電壓的穩(wěn)定程度基本符合應用要求，后面的可以僅完成隔離作用即可。第四頁，共九十一頁。輸出整流器損耗：通常輸出整流器的導通損耗（特別是低電壓輸出時）占整機損耗的很大比重。在12V以上的輸出電壓需要選用耐壓200V以上的超快速二極管作為輸出整流器，其導通電壓約1.2~1.4V，在輸出分別為12、24、48V時輸出整流器的效率（不考慮開關損耗）分別為（以導通電壓1.3V計）：不會高于90.26%、94.8%、97.6%。以上綜合起來，采用常規(guī)技術盡管可以使電源效率達到或超過90%，而且，即使在較高的輸出電壓時，整流器的導通損耗仍然是整機損耗中幾乎是最大的。如有可能，采用肖特基二極管（導通壓降分別為：0.3V、0.4V、0.7V）則這一級的效率分別為：96.1%、98.3%、98.5%，則這部分損耗可以降低50%以上。第五頁，共九十一頁。隔離變換器分析由于PFC級具備穩(wěn)壓功能，故隔離級采用非穩(wěn)壓半橋變換器，以盡可能地提高整機效率，主回路如圖2（a）。非穩(wěn)壓半橋變換器的兩開關管分別可以工作在近50%占空比，這時不僅開關管的利用率最高，而且實現(xiàn)了零電壓開關。變換器的最小死區(qū)時間僅受開關管的關斷延遲的限制。當非穩(wěn)壓半橋變換器工作在這種狀態(tài)下，Q2導通期間電流流向如圖2（b）。當Q2由導通變?yōu)殛P斷，變壓器的漏感電流不能躍變，由于Q2的關斷，變壓器的漏感電流分別對Q2、Q3的源/漏寄生電容充/放電，使A點電壓由電源電壓的高電位轉變?yōu)榈碗娢?，使與Q3反并聯(lián)的二極管D3導通，提供變壓器的漏感電流通路，形成了事實上的零電壓關斷，如圖2（c）。第六頁，共九十一頁。當變壓器的漏感電流降到零前，使Q3導通（由于死區(qū)時間不到1μS，很容易滿足），使Q3在“零電壓”導通，如圖2（d）。Q3關斷、Q2導通的過程與上述描述相同，不在贅述，從而實現(xiàn)了“零電壓”開關，使開關管的損耗幾乎僅為導通損耗。本文的應用實例中，Q2、Q3選用IRFR320結溫為100℃時的導通電阻為3Ω，滿載時的工作電流約為300mA，導通壓降為1V，占電源電壓的0.25%。這樣半橋的兩個開關管的損耗可以小于整機輸入功率的1%。隔離變壓器由于工作在特定的工作狀態(tài)，因而，其效率也非常高，大約為整機輸入功率的1%。第七頁，共九十一頁。肖特基整流二極管由于隔離級開關管的占空比接近100%（98%），不僅流過輸出整流器的電流的有效值最小，而且，輸出級全波整流器的耐壓僅需輸出電壓的2倍，對于輸出為24V輸出，完全可以選用耐壓60V的肖特基整流二極管即可滿足要求，而耐壓60V的肖特基整流二極管的導通壓降（大幅度降額使用，約0.2倍額定電流）可以達0.35V甚至0.3V以下。這樣本級效率實際可達約97~98%。第八頁，共九十一頁?；舅悸放c工作原理第九頁，共九十一頁。原理框圖第十頁，共九十一頁。開關管的漏-源極電壓波形第十一頁，共九十一頁。部分測試結果輸入電壓為85VAC、滿載（19V/3.16A）條件下的電源效率可以達到91%。功率因數(shù)為0.9895、總諧波失真：14.45%。第十二頁，共九十一頁。電源適配器輸入電流的諧波分析第十三頁，共九十一頁。小結利用PFC的穩(wěn)壓作用，將輸出電壓的穩(wěn)定用PFC來調節(jié)，這樣就可以使隔離型變換器工作在最大占空比狀態(tài)，無需調節(jié)脈沖寬度。這就為自然零電壓開關創(chuàng)造了條件?？梢垣@得非常高的效率。輸出整流器采用肖特基二極管大幅度電流降額，獲得了利用最簡單的電路、最高的效率的結果整個電路無散熱器。第十四頁，共九十一頁。變形CUK變換器與自然零電壓開關變換器組合變形CUK變換器可以獲得比BCUK變換器還高的效率和安靜輸入輸出特性；第十五頁，共九十一頁。（2）利用變形CUK電路的功率因數(shù)校正具有限流功能；PFC輸出電壓低于輸入電壓，可以使后級PWM的實現(xiàn)更容易，更高效；PFC濾波電容器可以是低壓的，有利于降低成本。第十六頁，共九十一頁。啟動電路與頻率調節(jié)的解決方案第十七頁，共九十一頁。啟動電路簡介圖中，直流母線電壓通過150k電阻對100μF電容器充電，為了防止TL494的大約7mA的工作電流影響100μF電容器的充電，設置了Q1、Q2、為核心的啟動電路。在100μF電容器電壓達到15V前Q1、Q2不導通。當100μF電容器電壓達到15V時，Q2導通，使Q1導通，TL494開始工作由100μF電容器為TL494供電，當輔助繞組為TL494供電后，啟動電路的作用結束。通過啟動電路的應用，可以使像應用TL494一類的PWM控制芯片的開關電源可以在低啟動電流下啟動。第十八頁，共九十一頁。輸出電壓調節(jié)設計思路輸出功率的調節(jié)可以將輸出電壓誤差放大信號的接收端（光電耦合器的觀點晶體管）與電阻RT1串聯(lián)，連接到TL494的基準電壓段和定時電阻端實現(xiàn)。第十九頁，共九十一頁。功率因數(shù)校正與待機電源設計思路功率因數(shù)校正部分可以采用常規(guī)的電流臨界型PFC控制芯片。待機電路可以選擇TinySwitch或其他單片開關電源芯片。第二十頁，共九十一頁。2.單級功率因數(shù)校正單級功率因數(shù)校正最大的優(yōu)點是電路簡單，可以在基本上不增加主要元件和成本的基礎上實現(xiàn)功率因數(shù)校正的功能；用以及功率變換實現(xiàn)PFC和DC/DC隔離變換。第二十一頁，共九十一頁?；舅悸防秒娏鲾嗬m(xù)型反激式變換器在相同的導通時間條件下電感峰值電流正比于直流母線電壓的特點，將每個工頻電源周期的開關時間固定，就可以得到峰值電流按正弦規(guī)律變化的鋸齒波電流。將每個開關周期的電流“平滑”后，可以得到“平滑”后的“正弦半波”電流。這個電流反射到交流側就是完整的“正弦波”電流，從而實現(xiàn)了功率因數(shù)校正。第二十二頁，共九十一頁。電流斷續(xù)型反激式變換器在正弦電壓作用下的電感峰值電流和“平均電流”波形第二十三頁，共九十一頁。對應的公式第二十四頁，共九十一頁。從波形和數(shù)學推導可以看到：將每一個開關周期的電感電流波形“平滑”后，可以得到這樣“平滑”后的電流波形的組合稱為“正弦”波電流波形。這樣，就獲得到與電網(wǎng)電壓波形相同、相位相同的電流波形，從而獲得“1”的功率因數(shù)。第二十五頁，共九十一頁。具體實現(xiàn)方案第二十六頁，共九十一頁。（1）ONSemi的解決方案第二十七頁，共九十一頁。電路特點利用反激式變換器的特點，采用單及功率變換實現(xiàn)了PFC和DC/DC隔離變換；采用了準諧振技術，使得開關損耗降低到最小，從而獲得高效率；具有小于1W的待機功率。第二十八頁，共九十一頁。電路板照片第二十九頁，共九十一頁。電路參數(shù)第三十頁，共九十一頁。效率分析第三十一頁，共九十一頁。諧波分析（1）第三十二頁，共九十一頁。諧波分析（2）第三十三頁，共九十一頁。諧波分析（3）第三十四頁，共九十一頁。諧波分析（4）第三十五頁，共九十一頁。（3）應用TOPSwtch的解決方案不僅ONSemi公司的NCP1651可以實現(xiàn)單級功率因數(shù)校正，其他的芯片業(yè)可以實現(xiàn)單級功率因數(shù)校正。只要是反激式茄電流工作模式就可以簡單的實現(xiàn)單級功率因數(shù)校正；利用TOPSwitch實現(xiàn)單級功率因數(shù)校正就是一個應用實例。第三十六頁，共九十一頁。應用實例的電路第三十七頁，共九十一頁。實物電路板圖片第三十八頁，共九十一頁。電路特點與控制思路只要在一個工頻周期內開關管的占空比不變就可以實現(xiàn)功率因數(shù)校正。利用TOPSwitch的控制極電流與占空比的固定關系，只要控制TOPSwitch的控制極電流在一個工頻周期內相對不變即可。第三十九頁，共九十一頁。220V供電、滿負載條件下的諧波分析第四十頁，共九十一頁。220V供電、滿負載條件下的

功率因數(shù)分析第四十一頁，共九十一頁。高次諧波分量第四十二頁，共九十一頁。變壓器參數(shù)第四十三頁，共九十一頁。電路板圖第四十四頁，共九十一頁。變壓器的繞法第四十五頁，共九十一頁。變壓器的參數(shù)第四十六頁，共九十一頁。變壓器繞組結構第四十七頁，共九十一頁。交流輸入側電感L1第四十八頁，共九十一頁。交流輸入側電感L1參數(shù)第四十九頁，共九十一頁。交流輸入側電感L1的作用從電感的電器參數(shù)看，其主要功能為差膜電感，主要用于濾除開關頻率的交流電流成分。第五十頁，共九十一頁。滿載時的效率第五十一頁，共九十一頁。效率與電源電壓的關系第五十二頁，共九十一頁。輸出電壓與輸出電流的關系第五十三頁，共九十一頁。功率因數(shù)與電源電壓的關系第五十四頁，共九十一頁。功率因數(shù)與電源電壓的關系第五十五頁，共九十一頁。測試波形（1）第五十六頁，共九十一頁。測試波形（2）第五十七頁，共九十一頁。測試波形（3）第五十八頁，共九十一頁。測試波形（4）第五十九頁，共九十一頁。測試波形（5）第六十頁，共九十一頁。溫升第六十一頁，共九十一頁。熱圖第六十二頁，共九十一頁。應用反激式變換器的單級

功率因數(shù)校正電路的特點由于電路需要保證交流輸入電流正弦化，不隨瞬態(tài)負載變化，因此控制電路對瞬態(tài)變化的負載電流不應敏感，應表現(xiàn)得遲鈍?？刂齐娐窇紫葷M足功率因數(shù)校正的要求，輸出穩(wěn)壓則是在滿足功率因數(shù)的基礎上獲得滿足。第六十三頁，共九十一頁。常規(guī)功率因數(shù)校正出數(shù)電容器的作用常規(guī)功率因數(shù)校正的輸出有一個平滑電容器，作為儲能以緩沖變化的交流輸入與平穩(wěn)得直流輸出的矛盾。不僅如此，后級的DC/DC變換器還具有電壓調節(jié)能力，這就保證了開關電源輸出電壓的平穩(wěn)第六十四頁，共九十一頁。存在的問題由于平滑電容器接在整個電路的輸出端，中間緩沖的電容器不再存在，輸出電壓的平滑完全落在輸出平滑電容器上。如果這個平滑電容器的電容量不是十分大，就可能造成輸出電壓紋波過大。為了獲得1Vp-p的紋波電壓，需要約1600μF/A的電容量，如果輸出電流是10A，則需要16000μF的電容量。第六十五頁，共九十一頁。存在的問題然而，即使采用相對常規(guī)開關電源而采用超大電容量的平滑電容器，所獲得的1Vp-p的紋波電壓峰值，在絕大多數(shù)的應用中也是絕對不允許的。因此這種單級功率因數(shù)校正方式的應用是有問題的。第六十六頁，共九十一頁。這種應用方案的適應領域將濾波電容器置于輸出端的單級功率因數(shù)校正最大的問題就是需要極大的輸出濾波電容器，按紋波峰-峰值電壓1V計，每安培電流需要1200μF的電容量，對于低電壓輸出的需求，1V紋波峰-峰值電壓顯得太高，如減小到0.1V則每安培輸出電流需要12000μF的電容量！這是一個巨大的數(shù)字，實現(xiàn)起來不經(jīng)濟！因此這種方案適應于負載側帶有穩(wěn)壓功能，如筆記本電源適配器，帶有負載點穩(wěn)壓電路的應用以及充電器等。第六十七頁，共九十一頁。（2）Infineon的解決方案第六十八頁，共九十一頁。電路特點克服了上述的單級功率因數(shù)校正的不足，在220V直接整流設置功率因數(shù)校正和支撐電容器；用一個開關管同時控制功率因數(shù)校正和DC/DC隔離變換器。第六十九頁，共九十一頁。電路變換思路很顯然，電路變幻的最終結果是省掉了一個控制IC和開關管，與常規(guī)的帶有RCD緩沖電路反激式DC/DC變換器相比之多了一個電感。由于這個電路是boost和反激式的組合，boost輸出有平滑電容器緩沖輸入變化功率對輸出的影響，因此這種功率因數(shù)校正方式的輸出電壓比較平穩(wěn)。第七十頁，共九十一頁。80W電視機電源電路第七十一頁，共九十一頁。電路板圖（元件排布圖）第七十二頁，共九十一頁。電路板圖（PCB）第七十三頁，共九十一頁。200W充電泵形式的單級功率因數(shù)校正的解決方案第七十四頁，共九十一頁。關鍵波形第七十五頁，共九十一頁。特點采用Infineon的解決方案不僅可以獲得可以滿足要求的功率因數(shù)校正指標，還可以獲得與常規(guī)開關電源相近的穩(wěn)壓性能（低輸出電壓紋波），可以實現(xiàn)準諧振功能，具有良好的低輸出電壓尖峰的特點。特別是用于電視機、顯示器等對輸出電壓尖峰有嚴格要求的電源。第七十六頁，共九十一頁。4.DC/DC高效率模塊解決方案第七十七頁，共九十一頁。美國National的解決方案第七十八頁，共九十一頁。電路特點采用級聯(lián)式功率變換；利用具有同步整流器功能的降壓型變換器調節(jié)輸出電壓的穩(wěn)定，同時為DC/DC隔離變換器的零電壓開關創(chuàng)造條件；輸出整流器采用零電壓開關同步整流器，不僅獲得盡可能低的導通損耗，還可以基本上消除同步整流器的開關損耗；整個電路的開關損耗僅僅為降壓型變換器的開關損耗。第七十九頁，共九十一頁。頂層絲印第八十頁，共九十一頁。