5G發(fā)展概況應(yīng)用場景及組網(wǎng)課件

5G發(fā)展概況、應(yīng)用場景及組網(wǎng)1、 5G發(fā)展概況2、 5G三大應(yīng)用場景3、 5G主要關(guān)鍵技術(shù)4、 5G組網(wǎng)架構(gòu)及傳送網(wǎng)改進(jìn)1、 5G發(fā)展概況2、 5G三大應(yīng)用場景3、 5G主要關(guān)鍵技術(shù)4、 5G組網(wǎng)架構(gòu)目前移動(dòng)無線網(wǎng)建設(shè)一些準(zhǔn)備：1、5G基站需求：平均流程3G，峰值流量7G；2、BBU+AAU或BBU+RRU+天線

BBU:華為5900AAU:華為5612\5613RRU:華為39713、5G目標(biāo)網(wǎng)：NGC-gNB或5GC-gNB其中無線接入網(wǎng)分兩種：

CRAN：集中接入網(wǎng)----1個(gè)BBU+多個(gè)AAU，有點(diǎn)像PON網(wǎng)綜合接入機(jī)房、光纜資源豐富

DRAN：分布式接入網(wǎng)----1個(gè)BBU+1個(gè)AAU，傳統(tǒng)宏站缺少綜合接入機(jī)房、光纜資源貧乏4、挑戰(zhàn)：芯片，終端、基站設(shè)備，成熟度不敢大規(guī)模商用目前移動(dòng)傳送網(wǎng)建設(shè)一些準(zhǔn)備：1、5G基站需求：平均流程3G，峰值流量7G；2、接入網(wǎng)：50G-100G；華為PTN980\中興6190A匯聚層：100G-200G；華為PTN7900\中興6500

骨干層：200G-400G；華為PTN7900\中興65003、傳送網(wǎng)目標(biāo)網(wǎng)：SPN網(wǎng)（切片分組網(wǎng)）4、實(shí)現(xiàn)途徑：

PTN擴(kuò)容---只能夠滿足高帶寬

PTN升級到SPN---升級復(fù)雜不成熟、中斷、擴(kuò)板卡也很貴新建SPN-----一步到位，5、廣州----連續(xù)覆蓋，新建SPN網(wǎng)；深圳-----熱點(diǎn)覆蓋，PTN升級其他-----熱點(diǎn)覆蓋，如惠州-----潼湖、大亞灣6、挑戰(zhàn)：芯片，如1ms、設(shè)備成熟度、不敢大規(guī)模商用2023/6/4FBMC調(diào)研SoutheastUniversity2023/6/4大綱FBMC發(fā)展歷史FBMC的研究現(xiàn)狀FBMC的熱門研究點(diǎn)參考文獻(xiàn)2023/6/4OFDM的缺點(diǎn)OFDM載波之間是相互正交的，這種正交性有效的抵抗了窄帶干擾和頻率選擇性衰落。OFDM技術(shù)也存在很多不足之處。比如，OFDM系統(tǒng)的濾波方式為矩形窗濾波，并且在信號中插入循環(huán)前綴（CyclicPrefix，CP）以對抗多徑衰落[2]，這帶來了無線資源的浪費(fèi)以及數(shù)據(jù)傳輸速度受損等缺陷。此外,由于OFDM技術(shù)采用了方波作為基帶波形,載波旁瓣較大,從而在各載波同步不能嚴(yán)格保證的情況下使得相鄰載波之間的干擾比較嚴(yán)重[2]。OFDM旁瓣較高的危害很多，主要有以下幾個(gè)方面：較高的旁瓣會(huì)嚴(yán)重影響系統(tǒng)的頻譜感知精度和效率，因?yàn)榕园昴芰窟^大，因此當(dāng)按傳統(tǒng)的能量感知方法進(jìn)行感知的時(shí)候，無法判斷檢測到的到底是有用信號還是旁瓣，這會(huì)造成誤判等后果；而且一般而言通信系統(tǒng)中發(fā)送的信號能量有限，較高的旁瓣會(huì)占去主要信號的能量，導(dǎo)致能量的消耗和浪費(fèi)；OFDM信號旁瓣過大會(huì)導(dǎo)致相鄰子載波間的保護(hù)間隔變長，這會(huì)降低系統(tǒng)的頻譜利用率和用戶密度[1]。對載波頻偏的敏感性高,具有較高的峰均比;另外,各子載波必須具有相同的帶寬,各子載波之間必須保持同步,各子載波之間必須保持正交等,限制了頻譜使用的靈活性.2023/6/4FBMC的發(fā)展在5G系統(tǒng)中，由于支撐高數(shù)據(jù)速率的需要，將可能需要高達(dá)1GHz的帶寬。但在某些較低的頻段，難以獲得連續(xù)的寬帶頻譜資源，而在這些頻段，某些無線傳輸系統(tǒng)，如電視系統(tǒng)中，存在一些未被使用的頻譜資源(空白頻譜)。但是，這些空白頻譜的位置可能是不連續(xù)的，并且可用的帶寬也不一定相同，采用OFDM技術(shù)難以實(shí)現(xiàn)對這些可用頻譜的使用。靈活有效地利用這些空白的頻譜，是5G系統(tǒng)設(shè)計(jì)的一個(gè)重要問題[2]。為了克服多徑信道和高速寬帶無線通信帶來的頻率選擇性衰落，一個(gè)十分自然的想法就是在頻域上劃分成多個(gè)子帶，使得每一個(gè)子信道上的頻譜特性都近似平坦，同時(shí)使用多個(gè)相互獨(dú)立的子帶并行傳輸數(shù)據(jù)，這就有效的解決了延長符號周期和傳輸速率的矛盾。在接收機(jī)中利用子帶之間的正交性或近似正交性來分離各自的信息，并且還可以在子帶之間進(jìn)行信號的頻率分集，進(jìn)一步增強(qiáng)通信的可靠性，這就是多載波調(diào)制的基本思想[6]。為了解決這些問題,基于濾波器組的多載波(FBMC，?lter-bankbasedmulticarrier)實(shí)現(xiàn)方案被認(rèn)為是解決以上問題的有效手段，被我國學(xué)者最早應(yīng)用于國家863計(jì)劃后3G試驗(yàn)系統(tǒng)中[2]。濾波器組技術(shù)起源于20世紀(jì)70年代，由Saltzberg，Chang，Weinstein和Bingha

等人提出，最初受制于實(shí)現(xiàn)上的復(fù)雜性并沒有在業(yè)界受到重視[5]，主要應(yīng)用在多速率采樣，減少計(jì)算復(fù)雜度以及減少傳輸數(shù)據(jù)率和存儲(chǔ)單元的要求，并在20世紀(jì)80年代開始受到關(guān)注，隨著數(shù)字信號處理技術(shù)及集成電路的發(fā)展，尤其是快速傅立葉算法、大規(guī)模集成電路的出現(xiàn)，從90年代開始，多載波技術(shù)逐漸得到了大范圍的應(yīng)用。在幾十年的發(fā)展過程中，濾波器組的研究經(jīng)歷了從基礎(chǔ)理論分析到各種理論的豐富完善，發(fā)展到現(xiàn)在已經(jīng)產(chǎn)生了多種濾波器組理論、結(jié)構(gòu)和設(shè)計(jì)方法，其應(yīng)用也從最初的語音處理擴(kuò)展到通信信號處理、圖像編碼/壓縮、自適應(yīng)濾波、雷達(dá)信號處理、快速計(jì)算、系統(tǒng)辨識(shí)、噪聲消除等許多領(lǐng)域[3]。2023/6/4濾波器組技術(shù)開始受到人們的關(guān)注時(shí)期是在1980年，Johnston提出了兩通道正交鏡像濾波器組(QuadratureMirrorFilter，QMF)。它可以完全消除混迭失真和相位失真，只存在微小的幅度失真。1986年，Smith和Bowell提出了共扼正交濾波器組。(ConjugateQuadratureMirrorFilter，CQF)，首次實(shí)現(xiàn)了完全重構(gòu)。接著，Vaidyanathan在1987年引入了多相位((Polyphase)分解的方法對濾波器組進(jìn)行分析和設(shè)計(jì)，極大的簡化了濾波器組設(shè)計(jì)的思想，為濾波器組的實(shí)現(xiàn)提供了一種可靠的結(jié)構(gòu)，同時(shí)也為格型濾波器組理論的發(fā)展打下了基礎(chǔ)。1992年，KoilpillaiR.D提出了余弦調(diào)制(eosine-modulatedfilterbank，C璐B)的M帶濾波器組，給出了完全重構(gòu)條件，并用格型結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)。這些工作不但極大的推動(dòng)了濾波器組理論的研究，同時(shí)還為后續(xù)的深入研究提供了理論基礎(chǔ)[3]。2023/6/4濾波器組多載波技術(shù)在20世紀(jì)90年代由不同的研究者從不同的角度進(jìn)行分析和提出的，其中濾波多音調(diào)制、廣義多載波等是基于多抽樣率數(shù)字信號處理，從調(diào)制濾波器組的思路對該技術(shù)進(jìn)行的分析，即發(fā)射機(jī)對串并變換后的多路信號，首先進(jìn)行上插值，然后分別通過帶通調(diào)制濾波器調(diào)制到不同的頻帶上，時(shí)域合成以后就構(gòu)成寬帶多載波信號，而接收機(jī)的處理是對應(yīng)的逆過程，通過一組不同中心頻率的帶通濾波器得到對應(yīng)子帶的信號后再進(jìn)行下抽樣、解調(diào)輸出。而非正交多載波、時(shí)頻局部化多載波的理論基礎(chǔ)是二維時(shí)頻面上的框架理論[42-47]，它把發(fā)送和接收原型脈沖的時(shí)移和頻移構(gòu)成的網(wǎng)格看成是時(shí)頻面上一組基函數(shù)。發(fā)射機(jī)就是把各個(gè)子帶上的每個(gè)符號投影到二維時(shí)頻網(wǎng)格，再進(jìn)行信號綜合得到寬帶合成信號，接收端是對應(yīng)的信號分析的逆過程，利用網(wǎng)格在時(shí)域和頻域上的正交或近似正交特性，來解調(diào)輸出[6]。因此無論實(shí)際的系統(tǒng)標(biāo)準(zhǔn)還是一些理論上討論濾波器組性能分析、估計(jì)和均衡、同步都還是采用的能量歸一化的平方根升余弦濾波器[6]。2023/6/42023/6/4在基于濾波器組的多載波技術(shù)中，存在分析濾波器組、綜合濾波器組以及上下采樣器。發(fā)送端通過綜合濾波器組來實(shí)現(xiàn)多載波調(diào)制，接收端通過分析濾波器組來實(shí)現(xiàn)多載波解調(diào)。綜合濾波器組和分析濾波器組由一組并行的成員濾波器構(gòu)成，其中各個(gè)成員濾波器都是由原型濾波器經(jīng)載波調(diào)制而得到的調(diào)制濾波器。在濾波器組中，一般存在三種失真：(1)混疊失真，這是由于分析濾波器組和綜合濾波器組的頻帶不能完全分開及抽樣頻率不能滿足奈奎斯特抽樣定理所致；(2)幅度及相位失真，這兩項(xiàng)失真來源于分析及綜合濾波器組的頻帶在通帶內(nèi)不是全通函數(shù)，而其相頻特性不具有線性相位所致；(3)對各子帶信號作處理時(shí)(如編碼)所產(chǎn)生的誤差(如量化誤差)。一般存在混疊失真的濾波器組是線性周期時(shí)變系統(tǒng)，而完全消除混疊失真的系統(tǒng)是線性時(shí)不變系統(tǒng)。如果濾波器組的輸出是輸入的純延時(shí)，則稱為完全重構(gòu)系統(tǒng)(PerfeetReeonstruetion，PR)[3]。研究發(fā)展史該技術(shù)其本質(zhì)上就是把一路寬帶高速數(shù)據(jù)流通過串并變換轉(zhuǎn)換為并行的多路相對低速的數(shù)據(jù)流，然后再對應(yīng)調(diào)制到相互正交的多個(gè)子載波上，從而有效延長符號周期，降低多徑帶來的頻率選擇性衰落影響。OFDM作為多載波技術(shù)中的特例，相當(dāng)于采用矩形脈沖做成型濾波，所以其對抗符號間干擾（ISI）有著先天的優(yōu)勢。但是在頻域，其頻譜可以看作是Sinc

函數(shù)在各個(gè)子載波頻點(diǎn)上的保持相互正交的疊加，由于Sinc

函數(shù)旁瓣較大、衰減緩慢。當(dāng)OFDM系統(tǒng)處于復(fù)雜移動(dòng)條件下的快時(shí)變衰落信道中時(shí)，子載波間正交性被破壞不能得到保證，所以受載波間的干擾（ICI）影響十分嚴(yán)重，為了達(dá)到多載波技術(shù)對ISI和ICI干擾的折衷考慮，實(shí)現(xiàn)在時(shí)頻雙色散信道下的可靠通信，一些相關(guān)文獻(xiàn)提出了采用非矩形脈沖子帶成型的多載波，如Kozek，Haas，B?lcskei，Matz，F(xiàn).M.Han等提出的非正交多載波和脈沖成型多載波，Cherubini，Assalini

等提出的濾波多音調(diào)制，高西奇、尤肖虎等提出的廣義多載波等[5]。2023/6/4FBMC-OQAMOQAM調(diào)制：干擾系數(shù)都是實(shí)虛交替分布的，利用這個(gè)性質(zhì)，將原先復(fù)數(shù)信號的實(shí)數(shù)部分和虛數(shù)部分分開處理，時(shí)間間隔為符號周期T/2。在干擾項(xiàng)為實(shí)數(shù)的單位塊發(fā)送虛數(shù)部分，在干擾項(xiàng)為虛數(shù)的單位塊發(fā)送實(shí)數(shù)部分，這樣在接收端解調(diào)時(shí)，就可以通過實(shí)部和虛部的分別處理來去除干擾項(xiàng)，從而得到原始的發(fā)送信號，調(diào)制框圖如下[14]。2023/6/4FBMC系統(tǒng)基本框架和普通FFT濾波器組相比，發(fā)送端IFFT之前增加了OQAM預(yù)處理模塊，對復(fù)數(shù)信號進(jìn)行了實(shí)部和虛部分離；在IFFT之后增加了多相結(jié)構(gòu)PPN模塊，實(shí)現(xiàn)了頻域的擴(kuò)展，接收端也有對應(yīng)的操作。IFFT和PPN(PolyPhaseNetwork-多項(xiàng)濾波器組)稱為綜合濾波器組(SynthesisFilterBank，SFB)，對應(yīng)的接收端FFT和PPN稱為分析濾波器組(AnalysisFilterBank，AFB)。此框架可以實(shí)現(xiàn)基本的基于FBMC的多載波調(diào)制解調(diào)功能[14]。多相濾波器組的方法是從時(shí)域的角度出發(fā),保持FFT位數(shù)為M不變,通過在時(shí)域上做些額外的處理來實(shí)現(xiàn)原型濾波器的實(shí)現(xiàn)[14]。2023/6/4多項(xiàng)濾波器組2023/6/4發(fā)送端濾波器組發(fā)送端PPN的實(shí)現(xiàn)：2023/6/42023/6/4FBMC的研究點(diǎn)FBMC-OQAM降低峰均比（PAPR）FBMC-OQAM可以保持和FFT濾波器組相同的碼率國內(nèi)外研究現(xiàn)狀一類是通過信號無失真技術(shù)來降低OFDM信號的峰均功率比，這一類的代表性方法有部分傳輸序列法以及選擇性映射法（SelectiveMapping，SLM）。另一類是通過信號有失真技術(shù)來降低OFDM信號的峰均功率比，其中比較著名的方法有剪切法（Clipping），壓擴(kuò)法（Companding），多音預(yù)留法，剪波加濾波法（ClippingandFiltering）以及星座擴(kuò)展法（ActiveConstellationExtension，ACE）。并且以這些方法為基礎(chǔ)延伸出來的分支和改進(jìn)的方法也很多。目前已有的文獻(xiàn)中，關(guān)于降低FBMC-OQAM信號PAPR的文章和方法都非常少。常見的有：Alexandre

Skrzypczak

等人套用了OFDM系統(tǒng)中的SLM方法并提出了OSLM（OverlappedSLM）方法來降低FBMC-OQAM信號的PAPR；Alexandre

Skrzypczak

等人分析了FBMC-OQAM信號的互補(bǔ)累積函數(shù)（ComplementaryCumulativeDistributionFunction，CCDF）并將理論分析結(jié)果與實(shí)際仿真結(jié)果進(jìn)行了對比；M.Usman

Rahim

等人對剪切法進(jìn)行了分析，通過分析發(fā)現(xiàn)剪切法會(huì)明顯影響到FBMC-OQAM信號的旁瓣，雖然降低了PAPR，但對FBMC-OQAM信號的其它性能會(huì)有很大的影響。Zs.Kolar

等人用迭代剪切的方法降低FBMC信號的PAPR。這些研究和分析中主要都是對FBMC-OQAM系統(tǒng)特點(diǎn)的分析，實(shí)質(zhì)性的可以降低FBMC-OQAM信號PAPR的方法卻不多。文獻(xiàn)1數(shù)據(jù)塊聯(lián)合優(yōu)化（Multi-Block-Joint-Optimization，MBJO）的架構(gòu)，并基于該架構(gòu)提出了一個(gè)改進(jìn)的部分傳輸序列（PartialTransmissionSequence，PTS）方法來降低FBMC-OQAM信號的PAPR。優(yōu)化算法：（1）基于動(dòng)態(tài)規(guī)劃（DynamicProgramming，DP）的算法；（2）用載波預(yù)留（ToneReservation，TR）的方法降低FBMC-OQAM信號的PAPR。2023/6/4基于訓(xùn)練序列的FBMC系統(tǒng)符號定時(shí)同步改進(jìn)算法由于FBMC存在著時(shí)域上符號之間的重疊，其符號同步實(shí)現(xiàn)起來較復(fù)雜[4]。為了提高傳統(tǒng)濾波器組多載波(FBMC）

系統(tǒng)符號定時(shí)同步算法的精確度，提出了一種新的基于訓(xùn)練序列的符號定時(shí)估計(jì)算法。該算法考慮了噪聲因素對定時(shí)性能的影響，通過對訓(xùn)練符號重復(fù)延遲特性的分析，運(yùn)用最小二乘法實(shí)現(xiàn)了較高精度的同步定時(shí)估計(jì)[4]。研究現(xiàn)狀針對這一問題，近年來提出了一些解決方案。Fusco等人提出盲同步定時(shí)估計(jì)，但是該方法適用于非彌散信道且需要大量的數(shù)據(jù)符號；Tonello等人將Schmidl等人算法應(yīng)用到FBMC系統(tǒng)中，通過傳輸一組具有重復(fù)冗余的訓(xùn)練序列實(shí)現(xiàn)定時(shí)估計(jì)，該方法的定時(shí)不確定性較大；Fusco等人改進(jìn)了Tonello的定時(shí)度量函數(shù)，提高了定時(shí)估計(jì)的精確度;吳華等人在Fusco等人的基礎(chǔ)上改進(jìn)延遲相關(guān)處理的長度，得到了相對較好的性能[4]。2023/6/4濾波器組多載波系統(tǒng)載波同步和符號定時(shí)同步技術(shù)[6]由于影響的大小決定系統(tǒng)同步訓(xùn)練序列的選擇、同步資源的開銷和系統(tǒng)幀結(jié)構(gòu)，因此有必要首先得到FBMC受同步偏差的量化分析[6]。一種基于成型脈沖濾波的FBMC系統(tǒng)高效快速實(shí)現(xiàn)算法。該算法先把多載波連續(xù)系統(tǒng)抽樣得到離散化模型,然后對系統(tǒng)模型延時(shí)進(jìn)行因果化處理，最后利用成型脈沖的有限截?cái)嚅L度和復(fù)指數(shù)函數(shù)的周期性簡化離散模型并得到快速實(shí)現(xiàn)算法。該算法計(jì)算復(fù)雜度僅略大于OFDM中基于FFT的快速實(shí)現(xiàn)算法，并且可以靈活的選擇濾波器截?cái)嚅L度和系統(tǒng)基帶采樣頻率[6]。不過盡管FBMC的原型脈沖帶來了復(fù)雜的符號間交疊，其具體的分析思路和分析工具和OFDM有所不同，但基本方向是一致的，即通過多載波基帶等效模型，研究其同步偏差帶來的加性干擾和有用信號之間的信干比以及通過仿真來比較同步偏差帶來的誤碼率情況[6]。2023/6/4基于FBMC幀結(jié)構(gòu)的同步算法，其中Fusco等提出了針對子帶成型濾波器的盲同步算法，該類算法不需要額外的訓(xùn)練符號、頻譜效率高，并在多徑條件下也有較好的性能。但由于盲同步需要較長的同步鎖定時(shí)間，較高的計(jì)算復(fù)雜度，因此難以在突發(fā)分組無線通信中應(yīng)用[6]；文獻(xiàn)[7]提出了針對FBMC幀結(jié)構(gòu)的訓(xùn)練序列同步算法，該算法的基本思路就是通過傳輸一組相同訓(xùn)練符號，其中利用部分未受其他數(shù)據(jù)符號疊加影響的部分用于同步，該算法核心思想和OFDM中的同步一樣，也是通過訓(xùn)練序列在FBMC的合成時(shí)域上構(gòu)造延遲冗余，并利用這種延遲冗余特性采用延遲相關(guān)來實(shí)現(xiàn)符號同步和頻偏估計(jì)。但沒有較好考慮同步度量函數(shù)的魯棒性，因此同步誤差較大，并且構(gòu)造的訓(xùn)練序列延遲間隔過大，大約為一個(gè)符號長度的10倍左右，導(dǎo)致頻偏估計(jì)的范圍非常小，大概不到一個(gè)子載波間隔的1/10，這在實(shí)際使用中限制太大。Fusco[8]在Tonello[9]的算法基礎(chǔ)做了同步度量函數(shù)的改進(jìn)，算法具有較好的符號同步性能和相應(yīng)提高了頻偏估計(jì)精度，并從理論上分析了該算法的克勞美農(nóng)界，只是在構(gòu)造的訓(xùn)練序列延遲間隔上沒有改進(jìn)，依然沒有解決頻偏估計(jì)范圍的問題。2023/6/4文獻(xiàn)4研究點(diǎn)：通過傳輸一組連續(xù)且相同的訓(xùn)練符號，在時(shí)域上構(gòu)成延遲重復(fù)冗余，利用這種特性并考慮到噪聲對定時(shí)精度的影響，提出了一種新的定時(shí)度量函數(shù)[4]。寬子帶濾波器組多載波系統(tǒng)本文針對子帶設(shè)計(jì)為寬子帶，且子帶進(jìn)一步采用循環(huán)前綴結(jié)構(gòu)分塊的濾波器組多載波進(jìn)行研究[5]。課題的提出及現(xiàn)狀新一代無線傳輸系統(tǒng)的物理層技術(shù)要求就是要在較寬的有限的頻帶內(nèi)提供穩(wěn)定可靠的盡可能高的數(shù)據(jù)傳輸，并且盡可能在有限的頻譜資源上提升頻譜效率，即達(dá)到信道理論容量。OFDM技術(shù)由于其很強(qiáng)的抗多徑能力及簡單易行的DFT實(shí)現(xiàn)，便于與MIMO技術(shù)相結(jié)合，而得到廣泛的重視和應(yīng)用，成為4G熱門的候選物理層技術(shù)之一。但OFDM也存在其自身的缺點(diǎn)[10～11]:如信號峰均比(PAPR)高，對時(shí)間和頻率的同步要求很高，信號的帶外輻射較高等。這些缺點(diǎn)使得OFDM系統(tǒng)并不適用于所有的通信系統(tǒng)。如當(dāng)系統(tǒng)信道變化劇烈是一種強(qiáng)的雙色散信道時(shí)，這時(shí)如果使用OFDM技術(shù)，系統(tǒng)誤碼率將非常高；而且對于目前一些新技術(shù)，如譜感知技術(shù)因?yàn)镺FDM大的譜泄漏問題，使得應(yīng)用起來效果并不理想[12～14]另外OFDM由于CP的使用，還存在譜效率降低的問題?；诖?，有必要對一些OFDM系統(tǒng)不適用的場合，研究一些新的結(jié)構(gòu)、傳輸技術(shù)，從而對OFDM系統(tǒng)形成輔助，或者在某些特定的專有網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行應(yīng)用，而寬子帶濾波器組多載波系統(tǒng)正是在這種情況下提出來的[5]。文獻(xiàn)[5]由于濾波器組多載波技術(shù)一般采用非矩形成型脈沖，它在提高子帶間頻域抗干擾的性能的同時(shí)，在時(shí)域上必然帶來相鄰符號間的拖尾疊加，這就使得基于OFDM多載波系統(tǒng)成熟的同步技術(shù)、均衡技術(shù)不能直接應(yīng)用于FBMC幾種多載波系統(tǒng)的調(diào)制和解調(diào)實(shí)現(xiàn)框架[5]①OFDM多載波系統(tǒng)、②濾波多音調(diào)制多載波系統(tǒng)、③脈沖成型多載波系統(tǒng)帶寬度不同時(shí)，系統(tǒng)的同步、信道估計(jì)和均衡算法必然差別很大，窄子帶的條件下，可以和OFDM一樣把子載波看作是平衰落，因此均衡時(shí)同樣可以用單抽頭頻域處理，對于窄子帶系統(tǒng)，其分析與常規(guī)的FMT系統(tǒng)十分類似，關(guān)于信道估計(jì)、同步、實(shí)現(xiàn)等關(guān)鍵技術(shù)，目前已有較多的分析[5]。2023/6/4FBMC的信道估計(jì)和均衡技術(shù)[6]需要從收發(fā)濾波器和子帶信號兩方面來綜合考慮，因?yàn)樗ヂ湫诺啦粌H對子帶上傳輸?shù)臄?shù)據(jù)信號造成影響，同時(shí)也破壞了收發(fā)濾波器之間的正交性[6]。其中Xiqi

Gao

等[10]在子帶上提出一種雙循環(huán)前綴時(shí)隙結(jié)構(gòu)用于空時(shí)信道估計(jì)，兩重循環(huán)前綴可以看著分別是對導(dǎo)頻信號和數(shù)據(jù)信號降低ISI的保護(hù)，并且分別把各自的線性卷積轉(zhuǎn)換為循環(huán)卷積，便于在頻域上進(jìn)行單載波均衡。由于FBMC的寬帶合成信號符號間是拖尾疊加，無法像OFDM那樣在寬帶上添加CP，因此如果全在子帶上處理，沒有考慮收發(fā)脈沖之間的正交性和信道估計(jì)與均衡算法的關(guān)系，導(dǎo)致在衰落信道下性能較差[6]。文獻(xiàn)[11-12]都是首先對FBMC寬帶信號受衰落信道影響產(chǎn)生的ISI和ICI進(jìn)行量化分析，從收發(fā)濾波器和子帶信號兩方面來考慮系統(tǒng)的均衡處理，其中Ihalainen[13]在寬帶上提出了線性相位FIR濾波器作為幅度均衡器和全通濾波器作為相位均衡Benvenuto

等[57]在寬帶上給出了同時(shí)針對收發(fā)濾波器和子帶信號的等效信道估計(jì)，并在寬帶信號上提出了反饋判決均衡器[6]。2023/6/4

FBMC中等效信道分析

FBMC系統(tǒng)的資源分配較OFDM更為靈活，這是由于該多載波技術(shù)既可以選擇窄子帶，如類似LTE中選擇的子帶寬度為15KHz，也可以像廣義多載波那樣選擇子帶寬度為1.28Mhz。子帶寬度不同時(shí)，系統(tǒng)的均衡和信道估計(jì)算法必然差別很大，窄子帶的條件下，可以和OFDM一樣把子載波看作是平衰落，因此均衡時(shí)同樣可以用單抽頭頻域處理，但如果是寬子帶，就需要考慮子載波上頻率選擇性衰落影響[6]。濾波器組多載波受符號間拖尾疊加的影響無法直接應(yīng)用FFT來實(shí)現(xiàn)調(diào)制和解調(diào)處理，因此要把FBMC推廣到實(shí)際實(shí)現(xiàn)中，必須要解決其快速實(shí)現(xiàn)問題，得到一種計(jì)基于時(shí)頻分析和基帶多載波通信的理論基礎(chǔ)，提出了一種基于成型脈沖濾波的FBMC系統(tǒng)高效快速實(shí)現(xiàn)算法。該算法先把多載波連續(xù)系統(tǒng)抽樣得到離散化模型,然后對系統(tǒng)模型延時(shí)進(jìn)行因果化處理，最后利用成型脈沖的有限截?cái)嚅L度和復(fù)指數(shù)函數(shù)的周期性簡化離散模型并得到快速實(shí)現(xiàn)算法。該算法計(jì)算復(fù)雜度僅略大于CP-OFDM中基于FFT的快速實(shí)現(xiàn)算法，并且可以靈活的選擇濾波器截?cái)嚅L度和系統(tǒng)基帶采樣頻率。算和實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度類似OFDM的快速算法。2023/6/4FBMC的基帶調(diào)制和解調(diào)的基帶模型應(yīng)用場景基于濾波器多載波技術(shù)在認(rèn)知無線電中的應(yīng)用[3]認(rèn)知無線電(eognitiveRadio,eR)是目前解決頻譜資源稀缺和授權(quán)頻段頻譜利用率低等問題的關(guān)鍵技術(shù)最近有越來越多的學(xué)者開始關(guān)注基于濾波器組的多載波技術(shù)在認(rèn)知無線電中的應(yīng)用。Behrouz.F.B研究了濾波器組(FilterBanks)在頻譜感知中的作用。Sheikh.F等人研究了基于DFT多相濾波器組(DFTFilterBallkS)在認(rèn)知無線電中頻譜感知與檢測的應(yīng)用匯18]。Tero.lhalaiene等人研究了在多用戶接入的上行鏈路中FBMC的應(yīng)用。文獻(xiàn)的作者同時(shí)還研究了FBMc在無線通信中的信道均衡問題。此外,還有Behrou乙F.B領(lǐng)導(dǎo)的PHYDYAs項(xiàng)目組,從濾波器組的設(shè)計(jì)、信道分配、功率控制、信道均衡、編解碼等方面研究了FBMC的性能,為FBMc在認(rèn)知無線電中的應(yīng)用提供了非常有價(jià)值的參考。[3]研究現(xiàn)狀認(rèn)知用戶需要在頻譜接入之前對無線頻譜環(huán)境進(jìn)行檢測,以發(fā)現(xiàn)“頻譜空洞”,從而保證不影響授權(quán)用戶的正常通信。認(rèn)知無線電接收機(jī)迅速、準(zhǔn)確地得到可用頻譜的信息,是有效利用無線頻譜資源的基本前提,也是認(rèn)知無線電系統(tǒng)有效實(shí)現(xiàn)各種信號收發(fā)算法的基礎(chǔ)。通常來說,頻譜檢測技術(shù)主要有三大類:即發(fā)送端檢測、干擾溫度檢壩(和合作檢測〔43一45]。發(fā)送端檢測需要認(rèn)知用戶對授權(quán)用戶的微弱信號進(jìn)行檢測,從而判斷該頻段是否有授權(quán)用戶在使用。主要包括能量檢測、匹配濾波器檢測和循環(huán)特征檢測[3]。2023/6/42023/6/42023/6/4展望FBMC技術(shù)中,多載波性能取決于原型濾波器的設(shè)計(jì)和調(diào)制濾波器的設(shè)計(jì),而為了滿足特定的頻率響應(yīng)特性的要求,要求原型濾波器的長度遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于子信道的數(shù)量,實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度高,不利于硬件實(shí)現(xiàn).因此,發(fā)展符合5G要求的濾波器組的快速實(shí)現(xiàn)算法是FBMC技術(shù)重要的研究內(nèi)容[2]。2023/6/4參考文獻(xiàn)[1]蘆世先.降低FBMC-OQAM信號峰均功率比的無失真方法[D].華中科技大學(xué),2013.[2]尤肖虎,潘志文,高西奇,曹淑敏,鄔賀銓.5G移動(dòng)通信發(fā)展趨勢與若干關(guān)鍵技術(shù)[J].中國科學(xué):信息科學(xué),2014,05:551-563.[3]崔云.基于濾波器組的多載波技術(shù)在認(rèn)知無線電中的應(yīng)用研究[D].浙江大學(xué),2011.[4]米璐,舒勤.基于訓(xùn)練序列的FBMC系統(tǒng)符號定時(shí)同步改進(jìn)算法[J].計(jì)算機(jī)應(yīng)用研究,2012,06:2109-2111.[5]仲元紅.寬子帶濾波器組多載波系統(tǒng)及其關(guān)鍵技術(shù)研究[D].重慶大學(xué),2011.[6]吳華.濾波器組多載波系統(tǒng)快速實(shí)現(xiàn)及同步技術(shù)研究[D].重慶大學(xué),2009.[7]AssaliniA,TonelloAM.Time-frequencysynchronizationinfilteredmultitonemodulationbasedsystems[C]//Proc.ofWPMC.2003,3:221-225.[8]FuscoT,PetrellaA,TandaM.Data-aidedsymboltimin