第四章及其放大電路演示文稿

第四章及其放大電路演示文稿LBM1本文檔共121頁；當前第1頁；編輯于星期二\21點12分LBM2優(yōu)選第四章及其放大電路本文檔共121頁；當前第2頁；編輯于星期二\21點12分四、FET的小信號模型4.掌握低頻小信號模型。五、FET的CS和CD組態(tài)放大器熟練掌握放大器電路的指標計算及特點。1.理解gm的含義及計算式；2.理解rds含義；3.完整小信號模型；本文檔共121頁；當前第3頁；編輯于星期二\21點12分重點、難點知識點1、基本結(jié)構(gòu)及其導(dǎo)電機理2、伏安特性及其兩種表達方式3、基本放大電路的靜態(tài)與動態(tài)參數(shù)4、基本放大電路技術(shù)指標定義與分析本文檔共121頁；當前第4頁；編輯于星期二\21點12分4.1結(jié)型場效應(yīng)管

4.1.1.結(jié)型場效應(yīng)管的結(jié)構(gòu)（以N溝為例）：兩個PN結(jié)夾著一個N型溝道。三個電極：

G：柵極

D：漏極

S：源極符號：第4章

MOSFET放大電路P區(qū)濃度高本文檔共121頁；當前第5頁；編輯于星期二\21點12分4.1.2

結(jié)型場效應(yīng)管的工作原理

（1）柵源電壓對溝道的控制作用

在柵源間加負電壓VGS

，令VDS=0

①當VGS=0時，為平衡PN結(jié)，導(dǎo)電溝道最寬。②當│VGS│↑時，PN結(jié)反偏，形成耗盡層，導(dǎo)電溝道變窄，溝道電阻增大。③當│VGS│到一定值時，溝道會完全合攏。定義：夾斷電壓Vp——使導(dǎo)電溝道完全合攏（消失）所需要的柵源電壓VGS。

本文檔共121頁；當前第6頁；編輯于星期二\21點12分（2）漏源電壓對溝道的控制作用

在漏源間加電壓VDS

，令VGS=0

由于VGS=0，所以導(dǎo)電溝道最寬。

①當VDS=0時，ID=0。②VDS↑→ID↑

→靠近漏極處的耗盡層加寬，溝道變窄，呈楔形分布。③當VDS↑，使VGD=VGS-

VDS=VP時，在靠漏極處夾斷——預(yù)夾斷。預(yù)夾斷前，VDS↑→ID↑。預(yù)夾斷后，VDS↑→ID幾乎不變。④VDS再↑，預(yù)夾斷點下移。

（3）柵源電壓VGS和漏源電壓VDS共同作用可用輸入輸出兩組特性曲線來描繪。

ID=f（VGS、VDS）本文檔共121頁；當前第7頁；編輯于星期二\21點12分（1）輸出特性曲線：iD=f（VDS）│VGS=常數(shù)

結(jié)型場效應(yīng)三極管的特性曲線

四個區(qū)：①可變電阻區(qū)：預(yù)夾斷前。②電流飽和區(qū)（恒流區(qū)）：預(yù)夾斷后。特點：△ID

/△VGS≈常數(shù)=gm

即：△ID

=gm△VGS（放大原理）③擊穿區(qū)。④夾斷區(qū)（截止區(qū)）。VGS<VP

本文檔共121頁；當前第8頁；編輯于星期二\21點12分(a)漏極輸出特性曲線(b)轉(zhuǎn)移特性曲（2）轉(zhuǎn)移特性曲線：ID=f（VGS）│VDS=常數(shù)(當時)本文檔共121頁；當前第9頁；編輯于星期二\21點12分本文檔共121頁；當前第10頁；編輯于星期二\21點12分4.2MOS型場效應(yīng)管4.2.1N溝道增強型MOS管

1、結(jié)構(gòu)與符號P溝道增強型N溝道增強型本文檔共121頁；當前第11頁；編輯于星期二\21點12分2、工作原理（1）、vGS對iD及溝道的控制作用

增強型MOS管的漏極d和源極s之間有兩個背靠背的PN結(jié)。當vGS=0時，不論vDS的極性如何，總有一個PN結(jié)處于反偏狀態(tài)，這時漏極電流iD≈0。本文檔共121頁；當前第12頁；編輯于星期二\21點12分vGS＞0

當vGS數(shù)值較小，吸引電子的能力不強時，漏源極之間生成耗盡區(qū)（帶負電的受主離子），仍無自由電子，無導(dǎo)電溝道出現(xiàn)。vGS再增加時，吸引到P襯底表面層的電子就增多，當vGS達到某一數(shù)值時，這些電子在柵極附近的P襯底表面便形成一個N型自由電子薄層，將自由電子層稱為N型溝道，因?qū)щ婎愋团cP襯底相反，故又稱為反型層。

把開始形成溝道時的柵源極電壓稱為門限電壓，用VTN表示。本文檔共121頁；當前第13頁；編輯于星期二\21點12分（2）vDS對iD的影響

當vGS>VTN且為一確定值時，正向電壓VDS對導(dǎo)電溝道及電流iD的影響與結(jié)型場效應(yīng)管相似（進入夾斷才能恒流）。當vDS較?。╲DS<vGS-VTN）時iD隨vDS近似呈線性變化，溝道沒有夾斷，F(xiàn)ET沒有進入壓控恒流狀態(tài)。本文檔共121頁；當前第14頁；編輯于星期二\21點12分當vDS增加到vDS=VTN時溝道在漏極一端出現(xiàn)預(yù)夾斷繼續(xù)增大vDS，vGD<VTN

，夾斷點將向源極方向移動iD不隨vDS增大而增加，ID僅由vGS決定。(或vDS=vGS-VTN)時本文檔共121頁；當前第15頁；編輯于星期二\21點12分（3）N溝道增強型MOS管的特性方程特性曲線和電流方程本文檔共121頁；當前第16頁；編輯于星期二\21點12分本文檔共121頁；當前第17頁；編輯于星期二\21點12分4.2.2N溝道增強型MOSFET管伏安關(guān)系式電阻區(qū)：

放大區(qū)：

為N溝道元件的傳導(dǎo)參數(shù)，單位是A/V2。令則是氧化物單位面積的電容，可表示為是氧化物的厚度，

是氧化物的介電常數(shù)，對硅而言，

是反型層中電子的遷移率。(vGS＞VTN)IDO是vGS=2VTN時的漏極電流iD。本文檔共121頁；當前第18頁；編輯于星期二\21點12分[例4.1]目的：計算N溝道增強型MOSFET的電流已知VTN＝0.75V，W＝4μm，L=4μm，μn=650cm2/(V.s)，tox=450?，εox=3.5×10-13F/cm。VGS=2VTN，場效應(yīng)管處于放大狀態(tài)。試計算電流iD。

解：＝0.249mA/v2

當

時

注：可以通過增大電導(dǎo)參數(shù)Kn來增大晶體管的電流容量。當制造工藝一定時，可通過調(diào)節(jié)場效應(yīng)管的溝道寬度W來改變Kn

。本文檔共121頁；當前第19頁；編輯于星期二\21點12分4.3直流和交流參數(shù)和小信號等效模型本文檔共121頁；當前第20頁；編輯于星期二\21點12分本文檔共121頁；當前第21頁；編輯于星期二\21點12分本文檔共121頁；當前第22頁；編輯于星期二\21點12分本文檔共121頁；當前第23頁；編輯于星期二\21點12分本文檔共121頁；當前第24頁；編輯于星期二\21點12分本文檔共121頁；當前第25頁；編輯于星期二\21點12分本文檔共121頁；當前第26頁；編輯于星期二\21點12分本文檔共121頁；當前第27頁；編輯于星期二\21點12分本文檔共121頁；當前第28頁；編輯于星期二\21點12分本文檔共121頁；當前第29頁；編輯于星期二\21點12分本文檔共121頁；當前第30頁；編輯于星期二\21點12分本文檔共121頁；當前第31頁；編輯于星期二\21點12分例4-1FET、BJT的組態(tài)及其電路結(jié)構(gòu)和分析方法類似。但是，對穩(wěn)態(tài)工作點電流ID的求解方式不同（僅能用轉(zhuǎn)移特性方程式和柵源間電壓方程式聯(lián)立求解方程的方法求解ID。）已知：本文檔共121頁；當前第32頁；編輯于星期二\21點12分4.3MOSFET的偏置電路

分離MOSFET放大電路的直流偏置集成MOSFET放大電路的直流偏置本文檔共121頁；當前第33頁；編輯于星期二\21點12分4.3.1分離MOSFET電路的直流偏置直流通路無自給偏壓式CS放大電路本文檔共121頁；當前第34頁；編輯于星期二\21點12分

放大區(qū)：

電阻區(qū)：

∵MOSFET的柵極直流電流IGS=0本文檔共121頁；當前第35頁；編輯于星期二\21點12分[例4.2]目的：計算N溝道增強型MOSFET共源極電路的漏極電流和漏源電壓。

電路如4.8所示。設(shè)R1=30kΩ，R2=20kΩ，RD=20kΩ，VDD=5V，VTN=1V，Kn=0.1mA/V2。求ID和VDS。，本文檔共121頁；當前第36頁；編輯于星期二\21點12分解：=假設(shè)場效應(yīng)管處于放大狀態(tài)，則：因為所以假設(shè)成立，即場效應(yīng)管確實處于放大狀態(tài)，上述分析是正確的。說明：如果不滿足漏極電流的計算要采用公式：，則場效應(yīng)管處于電阻區(qū)，本文檔共121頁；當前第37頁；編輯于星期二\21點12分[例4.3]目的：計算N溝道增強型MOSFET的柵源電壓、漏源電流和漏源電壓。電路如圖4.9所示。場效應(yīng)管的參數(shù)為VTN=1V，Kn=0.5mA/V2。求VGS、ID和VDS。

RS的作用－穩(wěn)定靜態(tài)工作點本文檔共121頁；當前第38頁；編輯于星期二\21點12分假設(shè)場效應(yīng)管處于放大區(qū)，則：

即假設(shè)成立，場效應(yīng)管處于放大區(qū)。另兩種假設(shè)（電阻區(qū)或截止區(qū)）導(dǎo)致無解。解：由上兩式可得：VGS=2.65V或VGS=-2.65V(舍去）

ID=1.35mA本文檔共121頁；當前第39頁；編輯于星期二\21點12分[分析指南]MOSFET電路的直流分析求VGS，VGS>VTN?假設(shè)工作在放大區(qū)ID=Kn(VGS-VTN)2假設(shè)工作在電阻區(qū)ID=Kn[2(VGS-VTN)VDS-VDS2]工作在截止區(qū)VDS>VDS(sat)=VGS-VTN?成功失敗VDS>VDS(sat)=VGS-VTN?成功失敗是否是是否否本文檔共121頁；當前第40頁；編輯于星期二\21點12分

直流電路如圖4.10所示。設(shè)MOSFET的參數(shù)為VTN=2V，Kn=0.16mA/V2。試確定R1和R2使流過它們的電流為0.1ID。要求ID=0.5mA，采用標準電阻。[例4.4]目的：設(shè)計MOSFET電路的直流偏置，滿足漏極電流的特定要求。本文檔共121頁；當前第41頁；編輯于星期二\21點12分解：假設(shè)場效應(yīng)管工作于放大區(qū)，則有

取

R1=100kΩ，R2=100kΩ。本文檔共121頁；當前第42頁；編輯于星期二\21點12分驗證場效應(yīng)管是否處于放大區(qū)確實處于放大區(qū)，假設(shè)正確。本文檔共121頁；當前第43頁；編輯于星期二\21點12分4.3.2集成MOSFET電路的直流偏置[例4.5]目的：設(shè)計一個由恒流源提供偏置的MOSFET電路。電路如圖4.11(a)所示。場效應(yīng)管的參數(shù)為

設(shè)計電路參數(shù)使本文檔共121頁；當前第44頁；編輯于星期二\21點12分解：假設(shè)場效應(yīng)管處于放大區(qū)，則有確實工作在放大區(qū)。驗證是否工作在放大區(qū)：本文檔共121頁；當前第45頁；編輯于星期二\21點12分

將N溝道增強型MOSFET像圖4.12所示那樣連接的電路應(yīng)用較為廣泛。圖中，永遠成立，另外只要保證即可保證場效應(yīng)管工作在放大區(qū)。常稱這種連接電路為增強型負載電路（這種稱法在下一章作詳細解釋）。本文檔共121頁；當前第46頁；編輯于星期二\21點12分[例4.6]目的：計算含增強型負載電路的工作點。電路如圖4.13所示。已知VTN=0.8V，Kn=0.05mA/V2。解：由于場效應(yīng)管工作于放大區(qū)，所以

由上兩式可得解得本文檔共121頁；當前第47頁；編輯于星期二\21點12分4.4MOSFET放大電路的交流電路單級或單管MOSFET放大器的三種基本組態(tài)：共源極放大電路共漏極放大電路共柵極放大電路增強型負載本文檔共121頁；當前第48頁；編輯于星期二\21點12分4.3.1MOSFET放大電路的線性化分析原理

本文檔共121頁；當前第49頁；編輯于星期二\21點12分圖4.17共源極電路

圖4.18輸入輸出電壓信號波形

本文檔共121頁；當前第50頁；編輯于星期二\21點12分1．跨導(dǎo)

gm設(shè)MOSFET工作于放大區(qū)4.3.2MOSFET放大電路線性化模型的交流參數(shù)若則本文檔共121頁；當前第51頁；編輯于星期二\21點12分令則即gm是場效應(yīng)管的跨導(dǎo)?？鐚?dǎo)也可以通過求微分得到:注：跨導(dǎo)gm與靜態(tài)工作點有關(guān)。本文檔共121頁；當前第52頁；編輯于星期二\21點12分2.交流輸出電阻rDSMOSFET工作于放大區(qū)時，漏極電流iD與漏源電壓vDS無關(guān)?

實際MOSFET的iD-vDS特性曲線在放大區(qū)的斜率不為零。當vDS>vds(sat)時，出現(xiàn)溝道長度調(diào)制。類似于BJT的基區(qū)寬調(diào)效應(yīng)。

對N溝道增強型MOSFET，這種傾斜現(xiàn)象可以用下式校正：如何確定λ－溝道長度調(diào)制參數(shù)？本文檔共121頁；當前第53頁；編輯于星期二\21點12分

所有曲線的反向延長線都與電壓軸相交于vDS=-VA處，電壓VA為正，它與雙極型晶體管的Early電壓相似。令iD=0可得λ＝1/VA。本文檔共121頁；當前第54頁；編輯于星期二\21點12分4.3.3MOSFET放大電路的交流小信號線性模型本文檔共121頁；當前第55頁；編輯于星期二\21點12分[例4.9]目的：確定MOSFET的小信號電壓增益。電路如圖4.17所示。設(shè)VGSQ=2.12V，VDD=5V，RD=2.5kΩ。場效應(yīng)管參數(shù)為VTN=1V，Kn=0.80mA/V，λ=0.02V-1。該場效應(yīng)管工作于放大區(qū)。求AV=vo/vi。解題思路：求IDQ求交流參數(shù)gm和rDS畫交流小信號等效電路求AV、Ri、Ro等本文檔共121頁；當前第56頁；編輯于星期二\21點12分解：=0.8×(2.12-1)=1.0mA

=5-1×2.5=2.5V

因此2.5V=2.12-1=1.12V

場效應(yīng)管確實工作于放大區(qū)。

跨導(dǎo)＝2×0.8×(2.12-1)=1.79mA/V

輸出電阻

K

本文檔共121頁；當前第57頁；編輯于星期二\21點12分由圖4.21可求得輸出電壓為

∥由于，所以小信號電壓增益為

=∥=-1.79×(50∥2.5)=-4.26

本文檔共121頁；當前第58頁；編輯于星期二\21點12分說明：由于MOSFET的跨導(dǎo)較小，因此與雙極型晶體管放大電路相比，MOSFET放大電路的小信號電壓增益也較小。小信號電壓增益為負，表明輸出電壓與輸入電壓的相位相差180°，即反相。本文檔共121頁；當前第59頁；編輯于星期二\21點12分第四章

MOSFET及其放大電路本文檔共121頁；當前第60頁；編輯于星期二\21點12分4.4MOSFET放大電路的三種基本組態(tài)共源極放大電路-CS共漏極放大電路-CD共柵極放大電路-CG本文檔共121頁；當前第61頁；編輯于星期二\21點12分4.4.1共源極放大器-CS1.共源極電路的基本結(jié)構(gòu)本文檔共121頁；當前第62頁；編輯于星期二\21點12分圖4.24直流負載線、臨界點和靜態(tài)工作點本文檔共121頁；當前第63頁；編輯于星期二\21點12分小信號等效電路本文檔共121頁；當前第64頁；編輯于星期二\21點12分輸出電壓

又因此小信號電壓增益為輸入電阻輸出電阻本文檔共121頁；當前第65頁；編輯于星期二\21點12分[例4.10]目的：確定共源極放大器的小信號電壓增益和輸入、輸出電阻。電路如圖4.22所示。已知VDD=10V，R1=70.9kΩ，R2=29.1kΩ

，RD=5kΩ

。場效應(yīng)管參數(shù)VTN=1.5V，Kn=0.5mA/V2，λ=0.01V-1。設(shè)Rg=4kΩ

。求

Av=vo/vi，Ri和Ro本文檔共121頁；當前第66頁；編輯于星期二\21點12分解：①直流計算②小信號電壓增益、輸入電阻和輸出電阻的計算因為所以場效應(yīng)管工作在放大區(qū)。本文檔共121頁；當前第67頁；編輯于星期二\21點12分說明：該例的結(jié)果表明，工作點位于直流負載線的中心（VDSQ=VDD/2=10/2=5V），但不是放大區(qū)的中心（VDS=VDS(sat)+(VDD-VDS(sat))/2=1.41+(10-1.41)/2=6.61V）。所以該電路在此情況下不能獲得最大不失真電壓。本文檔共121頁；當前第68頁；編輯于星期二\21點12分討論：由于不為零，所以放大器輸入信號只占信號源電壓的83.7％,這也被稱為負載效應(yīng)。盡管從柵極看入的場效應(yīng)管輸入電阻幾乎為無窮大，但偏置電阻仍極大地影響了放大器的輸入電阻和負載效應(yīng)。

本文檔共121頁；當前第69頁；編輯于星期二\21點12分[設(shè)計例題4.11]目的：設(shè)計MOSFET放大電路的偏置電阻，使工作點位于放大區(qū)的中心。電路如圖4.25所示。場效應(yīng)管的參數(shù)為VTN=1V，Kn=1mA/V2，λ=0.015V-1。設(shè)Ri=R1//R2=100kΩ,設(shè)計電路參數(shù)使IDQ=2mA，且工作點位于放大區(qū)的中心。

本文檔共121頁；當前第70頁；編輯于星期二\21點12分解：負載線和所期望的工作點如圖4.26所示。若工作點位于放大區(qū)的中心，則臨界點處的電流必須為4mA。即4mA（下標t表示臨界處的值）又∴由此可得3V或

-1V（舍去）所以將工作點設(shè)置在放大區(qū)的中心，則

本文檔共121頁；當前第71頁；編輯于星期二\21點12分

由此可知，最大輸出電壓的峰—峰值為

下面求電阻和的值。

由

本文檔共121頁；當前第72頁；編輯于星期二\21點12分可得2.41V或-0.41V（舍去）又

由此可得

498kΩ,

125kΩ

下面計算放大器的小信號增益.

本文檔共121頁；當前第73頁；編輯于星期二\21點12分k

////說明:本例中沒有考慮負載電容。如果考慮負載電容，則工作點應(yīng)為交流負載線在放大區(qū)的中心，才能獲得對稱的最大不失真電壓。本文檔共121頁；當前第74頁；編輯于星期二\21點12分[例4.12]目的：計算含源極電阻的共源極電路的小信號電壓增益。電路如圖4.26所示。場效應(yīng)管參數(shù)為

VTN=0.8V，Kn=1mA/V2，λ=0。求Av=vo/vi。

2.含源極電阻的共源極放大器本文檔共121頁；當前第75頁；編輯于星期二\21點12分解：由直流分析可得小信號跨導(dǎo)為

小信號輸出電阻為本文檔共121頁；當前第76頁；編輯于星期二\21點12分柵—源輸入回路的KVL方程為即小信號電壓增益為下面計算小信號電壓增益：本文檔共121頁；當前第77頁；編輯于星期二\21點12分說明：源極電阻的影響

無源極電阻：通過計算可得VGS=1.75V，gm=1.9mA/V，AV=-gmRD=-13.3。由此可見，源極電阻減小了小信號電壓增益（絕對值）。

有源極電阻：工作點更加穩(wěn)定。有源極電阻時，若Kn=0.8mA/V2，則gm=1.17mA/V，AV=-5.17；若Kn=1.2mA/V2，則gm=1.62mA/V，AV=-6.27

。這表明，當傳導(dǎo)參數(shù)Kn在±20％內(nèi)變化時，電壓增益的變化為±9.5％。而如果沒有源極電阻，可通過相應(yīng)計算知，參數(shù)Kn在±20％變化時，電壓增益的變化仍為±20％。由此可見，工作點在有源極電阻時更加穩(wěn)定。本文檔共121頁；當前第78頁；編輯于星期二\21點12分3.含源極旁路電容的共源極電路源極電阻上并聯(lián)一個旁路電容：

減小源極電阻降低小信號增益的程度本文檔共121頁；當前第79頁；編輯于星期二\21點12分[例4.13]目的：求電路的小信號電壓增益，電路由恒流源提供偏置，源極旁路電容與恒流源并聯(lián)。電路如圖4.28所示。場效應(yīng)管參數(shù)為VTN=0.8V，Kn=1mA/V2，λ=0，求Av=vo/vi。本文檔共121頁；當前第80頁；編輯于星期二\21點12分因為VDS(sat)=VGSQ-VTN=1.51-0.8=0.71VVDSQ>VDS(sat)，由此可見場效應(yīng)管工作于放大區(qū)。解：由于柵極直流電壓為零，所以源極的直流電壓為VS=-VGSQ，柵—源電壓VGSQ由下式求得：

即由此可得或（舍去）本文檔共121頁；當前第81頁；編輯于星期二\21點12分

圖4.29圖4.28交流小信號等效電路本文檔共121頁；當前第82頁；編輯于星期二\21點12分輸出電壓由于vgs=vi，因此小信號電壓增益為（由例4.12可知，gm=1.4mA/V）

說明：與例4.12的小信號電壓增益-5.76相比，增加源極旁路電容后，小信號電壓增益升高為-9.8（只考慮絕對值）。本文檔共121頁；當前第83頁；編輯于星期二\21點12分4.4.2源極跟隨器-CD圖4.30MOSFET共漏極電路本文檔共121頁；當前第84頁；編輯于星期二\21點12分交流性能分析圖4.31圖4.30交流小信號等效電路本文檔共121頁；當前第85頁；編輯于星期二\21點12分輸出電壓

由KVL，有

因此

(4.15)1.電壓增益又其中本文檔共121頁；當前第86頁；編輯于星期二\21點12分小信號電壓增益為即由上式可見，電壓增益Av小于1但接近于1，正的增益意味著輸出電壓與輸入電壓同相。因為輸出信號基本上與輸入信號相等，所以稱該電路為源極跟隨器。這一結(jié)果與BJT射極跟隨器的情況相似。

本文檔共121頁；當前第87頁；編輯于星期二\21點12分[例4.14]目的：計算源極跟隨器的小信號電壓增益。電路如圖4.30所示。已知VDD=12V，R1=162kΩ，R2=463kΩ

，RS=0.75kΩ

。場效應(yīng)管參數(shù)為VTN=1.5V，Kn=4mA/V2，λ=0.01V。設(shè)Rg=4kΩ

。求Av=vo/vi。本文檔共121頁；當前第88頁；編輯于星期二\21點12分解：直流分析結(jié)果為7.97mA，2.91V

小信號跨導(dǎo)為2×4×(2.91-1.5)=11.3mA/V

小信號輸出電阻為

k放大器輸入電阻為=162∥463=120k小信號電壓增益為本文檔共121頁；當前第89頁；編輯于星期二\21點12分說明：小信號電壓增益為0.860,大于零且小于1。源極跟隨器的電壓增益表達式與BJT的射極跟隨器的增益表達式類似。由于BJT的跨導(dǎo)一般比MOSFET的跨導(dǎo)大得多，所以射極跟隨器的電壓增益比MOSFET源極跟隨器的增益更趨近于1。本文檔共121頁；當前第90頁；編輯于星期二\21點12分[設(shè)計例題4.15]目的：設(shè)計一個特定的N溝道增強型MOSFET源極跟隨器。電路如圖4.32所示。場效應(yīng)管參數(shù)為VTN=1V，Kn=1mA/V2，λ=0。電路參數(shù)為VDD=5V，Ri=300kΩ

（1）設(shè)計電路參數(shù)，使IDQ=1.7mA，VDSQ=3V;（2）求小信號電壓增益Av=vo/vi。本文檔共121頁；當前第91頁；編輯于星期二\21點12分解：（1）k

代入數(shù)據(jù)得

1.7=1×(-1)2

由此可得

=2.30V或=-0.3V（舍去）

又

本文檔共121頁；當前第92頁；編輯于星期二\21點12分代入數(shù)據(jù)得

2.30=5-1.7×1.18

由此可得

348.8k,2144k（2）2×1×(2.30-1)

=2.6mA/V

本文檔共121頁；當前第93頁；編輯于星期二\21點12分參照圖4.30(b)，令其中的，去掉，即為圖4.31的交流等效電路，這里不再重畫。

代入數(shù)據(jù)得本文檔共121頁；當前第94頁；編輯于星期二\21點12分根據(jù)圖4.31(b)求交流輸入電阻和輸出電阻。輸入電阻為了計算輸出電阻，將圖中小信號電壓源置零，在電路的輸出端施加一個測試電壓vx，如圖4.33所示。然后求出相應(yīng)的電流ix，則輸出電阻Ro=vx/ix。2.交流輸入、輸出電阻

圖4.33求交流輸出電阻的等效電路本文檔共121頁；當前第95頁；編輯于星期二\21點12分在源極輸出端列寫KCL方程得由于輸入回路中無電流，因此所以即

由圖4.33可見，vgs是受控電流源gmvgs兩端的電壓。這意味著受控電流源的等效電阻為1/gm。這一結(jié)果說明從源極（忽略rds）看入的等效電阻為1/gm。本文檔共121頁；當前第96頁；編輯于星期二\21點12分[例4.16]目的：計算源極-CS跟隨器的輸出電阻。電路如圖4.30所示，電路參數(shù)和場效應(yīng)管參數(shù)與例4.14相同。求輸出電阻Ro。

解：由例4.14知，gm=11.3mA/V，RS=0.75kΩ，rds=12.5kΩ

，所以

說明：在源極跟隨器輸出電阻中，跨導(dǎo)占主要地位。由于輸出電阻很小，源極跟隨器近似為一個理想的電壓源，也就是說，它的輸出驅(qū)動能力較強。本文檔共121頁；當前第97頁；編輯于星期二\21點12分4.4.3共柵-CG極放大器本文檔共121頁；當前第98頁；編輯于星期二\21點12分圖4.35圖4.34所示電路的小信號等效電路本文檔共121頁；當前第99頁；編輯于星期二\21點12分設(shè)場效應(yīng)管小信號輸出電阻rds為無窮大。輸出電壓為由輸入回路的KVL方程得 其中1.小信號電壓增益和電流增益因此小信號電壓增益為電壓增益為正，說明輸出電壓與輸入電壓相位相同。（1）小信號電壓增益本文檔共121頁；當前第100頁；編輯于星期二\21點12分（2）小信號電流增益在許多應(yīng)用場合，共柵極電路的輸入信號是電流。圖4.36電流信號源的共柵極電路的小信號等效電路本文檔共121頁；當前第101頁；編輯于星期二\21點12分在輸入端由KCL可得當及時，電流增益約為1，但總小于1，且輸出電流與輸入電流同相。與BJT共基極電路的電流增益相似。即小信號電流增益為(4.18)本文檔共121頁；當前第102頁；編輯于星期二\21點12分2.交流輸入、輸出電阻輸入電阻：因為所以與共源放大器和源極跟隨器不同，共柵極電路由于場效應(yīng)管的原因輸入電阻很低。然而，如果輸入信號是電流，輸入電阻低就成為優(yōu)點。本文檔共121頁；當前第103頁；編輯于星期二\21點12分下面求輸出電阻。由圖4.36，將電流源置零（開路），可得

，這說明

，因此受控電流源。從負載電阻的輸入端方向看的輸出電阻為本文檔共121頁；當前第104頁；編輯于星期二\21點12分[例4.17]目的：對共柵極電路，在給定輸入電流的情況下，求輸出電壓。電路如圖4.34所示，其交流等效電路如圖4.36所示。已知電路參數(shù)為IQ=1mA，V+=5V，V-=-5V，RG=100kΩ，RD=4kΩ，RL=10kΩ。場效應(yīng)管參數(shù)為VTN=1V，Kn=1mA/V2，λ=0。輸入電流ii=100sin(ωt)μA，Rg=50kΩ。求vo。本文檔共121頁；當前第105頁；編輯于星期二\21點12分解代入數(shù)據(jù)得1=1×(-1)2

解得=2V或=0（舍去）小信號跨導(dǎo)為2×1×(2-1)=2mA/V

由式(4.18)可得輸出電流的表達式為輸出電壓為即本文檔共121頁；當前第106頁；編輯于星期二\21點12分三種基本放大器組態(tài)的總結(jié)與比較

表4.1三種MOSFET放大器的特性本文檔共121頁；當前第107頁；編輯于星期二\21點12分

電壓增益：共源極|(-gm(RD//rds)|或|-gm(RD//rds)/(1+gmRS))|>>1共柵極gm(RD//rds)/(1+gmRg)>>1源極跟隨器gmRS/(1+gmRS)≈1

輸入電阻：共源極電路和源極跟隨器R1//R2共柵極電路1/gm

輸出電阻：源極跟隨器1/gm//RS//rds共源極和共柵極電路

RD。本文檔共121頁；當前第108頁；編輯于星期二\21點12分本文檔共121頁；當前第109頁；編輯于星期二\21點12分二、N溝道耗盡型MOS管

N溝道耗盡型MOS管與N溝道增強型MOS管相似，區(qū)別僅在于柵源極電壓vGS=0時，耗盡型MOS管中的漏源極間已有導(dǎo)電溝道產(chǎn)生。

在SiO2絕緣層中摻入了大量的金屬正離子Na+或K+N溝道P溝道本文檔共121頁；當前第110頁；編輯于星期二\21點12分vGS=0時，漏源極間的P型襯底表面也能感應(yīng)生成N溝道(稱為初始溝道)，加上正向電壓vDS，就有電流iD。加上正的vGS，溝道加寬，溝道電阻變小，iD增大。vGS為負時，溝道變窄，溝道電阻變大，iD減小。當vGS負向增加到某一數(shù)值時，導(dǎo)電溝道消失，iD趨于零，管子截止，故稱為耗盡型。溝道消失時的柵源電壓稱為夾斷電壓，仍用VP表示。結(jié)型場效應(yīng)管只能在vGS<0的情況下工作。N溝道耗盡型MOS管在vGS=0，vGS>0，VP<vGS<0。本文檔共121頁；當前第111頁；編輯于星期二\21點12分三、場效應(yīng)管的主要參數(shù)(1)開啟電壓VT（又稱門限電壓）

VT

是MOS增強型管的參數(shù)，柵源電壓小于開啟電壓的絕對值,場效應(yīng)管不能導(dǎo)通。

（2）夾斷電壓VP