新型交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激軟開關(guān)變換器(完整版)實(shí)用資料

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第29卷第33期中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)Vol.29No.33Nov.25,2021222021年11月25日ProceedingsoftheCSEE?2021Chin.Soc.forElec.Eng.(2021)33-0022-06中圖分類號(hào)：TM464文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A學(xué)科分類號(hào)：470?40文章編號(hào)：0258-8013新型交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激軟開關(guān)變換器（完整版）實(shí)用資料(可以直接使用，可編輯完整版實(shí)用資料，歡迎下載）新型交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激軟開關(guān)變換器褚恩輝，張化光，劉秀翀，翟明圓(東北大學(xué)信息科學(xué)與工程學(xué)院，遼寧省沈陽市110004)NovelInterleavingDoubleSwitchForwardSoftSwitchingConverterCHUEn-hui,ZHANGHua-guang,LIUXiu-chong,ZHAIMing-yuan(SchoolofInformationScience&Engineering,NortheasternUniversity,Shenyang110004,LiaoningProvince,China)ABSTRACT:Anovelinterleavingdoubleswitchforwardzero-voltageandzero-currentsoft-switchingpulsewidthmodulation(PWM)DC-DCconverterwaspresented.ComparedwithconventionalinterleavingdoubleswitchforwardPWMDC-DCconverter,thisconverterdoesn’tincludeauxiliaryresonantcircuit.Itcanachievesoft-switchingfortheactivepowerswitchesbythetapped-inductortypesmoothingfilter,losslesssnubbercapacitorsandtransformerparasiticinductors.Thisconvertercanreducethevoltageoftheswitch,currentpeakandcirculatingcurrentlossofthecircuitwithouttransformersaturationeffect.Theprincipleofnewtypeconverterandsoft-switchingimplementationconditionaccordingtothedifferentequivalentcircuitswasanalyzed.Thepracticaleffectivenessoftheproposedconverterwasillustratedbythesimulationresultsandexperimentalresultsvia500W-100kHzprototypeusingthefastswitchinginsulatedgatebipolartransistor(IGBTs).KEYWORDS:interleaved;two-transistorforwardconverter;tapped-inductortypesmoothingfilter;softswitching摘要：提出一種新型的交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激零電壓零電流軟開關(guān)脈寬調(diào)制(pulsewidthmodulation，PWM)DC-DC變換器。與傳統(tǒng)的交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激PWMDC-DC變換器相比，它不含有輔助諧振電路。利用帶有抽頭的輸出平滑電感、緩沖電容及變壓器寄生電感，可實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的軟開關(guān)。該變換器可有效地抑制開關(guān)管的電壓、電流尖峰，降低回路中的環(huán)流損耗，沒有變壓器飽和效應(yīng)。根據(jù)不同工作模式下的等效電路圖，分析這種新型變換器的工作原理、軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)條件。制作一個(gè)使用絕緣柵雙極型晶體管(insulatedgatebipolartransistor，IGBT)的500W-100kHz樣機(jī)，通過仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證該變換器的有效性。基金項(xiàng)目：國家863高技術(shù)基金項(xiàng)目(2006AA04Z183)；國家教育部回國人員啟動(dòng)基金資助項(xiàng)目。TheNationalHighTechnologyResearchandDevelopmentofChina863Programme(2006AA04Z183).關(guān)鍵詞：交錯(cuò)并聯(lián)；雙管正激變換器；中間抽頭平滑電感濾波器；軟開關(guān)0引言隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，軟開關(guān)技術(shù)的應(yīng)用在PWM變換器高頻化進(jìn)程中起著重要的作用。與硬開關(guān)變換器相比，在同一條件下，軟開關(guān)變換器可以在較高的開關(guān)頻率下工作。同時(shí)，軟開關(guān)技術(shù)可以改善功率開關(guān)器件的運(yùn)行環(huán)境，提高器件運(yùn)行的可靠性，降低系統(tǒng)的功率損耗，提高裝置的效率，減小變換器的體積，抑制過高的電壓電流變化率，有效地防止電磁干擾，降低系統(tǒng)噪聲[1-2]。正激變換器[3-5]是應(yīng)用得非常廣泛的一種隔離型DC/DC變換器，特別是應(yīng)用在中小功率場合。隨著系統(tǒng)集成對(duì)拓?fù)錁?biāo)準(zhǔn)化的要求越來越高，相繼出現(xiàn)了一系列的正激類變換器。雙管正激變換器[6]降低了正激變換器的電壓應(yīng)力，為發(fā)展高電壓輸入正激變換器創(chuàng)造了條件。有源箝位正激變換器[7-8]的出現(xiàn)解決了正激變換器開關(guān)管電壓關(guān)斷尖峰的問題。但這兩類變換器在沒有增加傳輸功率的情況下，都增加了開關(guān)管的個(gè)數(shù)，有源箝位電路[9-12]雖然能創(chuàng)造主開關(guān)管和輔助開關(guān)管上的零電壓開通的條件，但由于增加了諧振網(wǎng)絡(luò)的損耗和回路環(huán)流的損耗，制約了變換器效率的提高。交錯(cuò)并聯(lián)正激變換器[13-15]減小了輸出電流脈動(dòng)，減小了濾波元件尺寸，提高了變換器的功率等級(jí)，但交錯(cuò)的結(jié)構(gòu)并不能解決開關(guān)管關(guān)斷電壓尖峰高的問題。本文提出一種新型的正激類拓?fù)洹獛в兄虚g抽頭輸出平滑電感的交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激軟開關(guān)變換器。它是在交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器的基礎(chǔ)上增加了一個(gè)帶有中間抽頭的輸出平滑電感。利用該電感和緩沖電容及變壓器的漏感，可在很寬的負(fù)載第33期褚恩輝等：新型交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激軟開關(guān)變換器23范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的軟開關(guān)，減小開關(guān)管的電壓和電流峰值及輸出電流脈動(dòng)，沒有變壓器飽和效應(yīng)，降低回路環(huán)流，獲得較高效率。關(guān)斷時(shí)刻的延遲時(shí)間；tu為S3、S2關(guān)斷時(shí)刻的延遲時(shí)間。兩路變換器分別以占空比小于0.5、位相差π互補(bǔ)方式工作。S1、S4和S2、S3的導(dǎo)通時(shí)間ton=DT/2，其中，D為占空比；T為變換器的工作周期。為分析方便，做如下假設(shè)：1）所有開關(guān)管、二極管、電容、電感均為理想器件；2）緩沖電容1回路拓?fù)浜凸ぷ髟?.1回路拓?fù)湫滦蛶в兄虚g抽頭輸出平滑電感的交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器主電路拓?fù)淙鐖D1所示。T2、S1、S4、D2和D4構(gòu)成一路雙管正激變換器，T1、S2、S3、D1和D3構(gòu)成另一路雙管正激變換器，D5、D6分別為這兩路變換器的整流二極管，D1、D2作為續(xù)流二極管分別與S1、S2相并聯(lián)，C1、C2作為緩沖電容分別與S1、S2相并聯(lián)，續(xù)流二極管D7陰極端“?”端相連。與帶有中間抽頭的輸出平滑電感Ld2的C1=C2=C；3）變壓器T1、T2的勵(lì)磁電感LP(LP1=LP2=LP)和漏感副邊換算值Ls(Ls1=Ls2=Ls)，另外，T1、T2的原邊和副邊的匝數(shù)為NP、NS，其匝比NT=NP/NS。變壓器的卷線電阻忽略不計(jì)；4）LP足夠大，uuuuuuuuis3is4utut圖1新型交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器Fig.1NewInterleavingdoubleswitchforwardconverteru模式1.2基本工作原理圖2、3分別為變換器工作時(shí)的主要波形和模式圖。圖中ug1~ug4分別為S1~S4驅(qū)動(dòng)波形；td為防止S1、S2同時(shí)導(dǎo)通所設(shè)置的死區(qū)時(shí)間；tδ為S4、S1(a)模式1圖2變換器主要工作波形Fig.2Keywaveformsofconverter(c)模式3(b)模式2(e)模式5(d)模式4(f)模式624中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)第29卷(h)模式8(g)模式7圖3變換器模式圖Fig.3TopologicalstatesofconverterC1、C2充放電期間，LP的電流值一定；5）帶有中間抽頭的輸出低通濾波電感Ld1、Ld2為密結(jié)合，匝數(shù)分別為n1、n2，其匝比NL=n2/(n1+n2)，另外，電感Ld1足夠大，Ld1的電流為連續(xù)；6）輸出電容Cd足夠大，等效為電壓源U0。t0時(shí)刻以前，S1、S4、D6處于開通狀態(tài)，S2、S3和D3、D4、D5、D7處于關(guān)斷狀態(tài)。該變換器的工作模式如下：1）模式1[t0~t1]。如圖3(a)所示，在t0時(shí)刻，S1關(guān)斷，C1充電，C2放電。S1為ZVS關(guān)斷。LP2=LP和Ld1的電感值為足夠大，因此該模式期間，iP2、id6不變。C1電壓按式(1)緩慢上升：i(t)+id6(t0)/NTuC1(t)=P20(t?t0)(1)2CD6整流后的電壓ud按式(2)線性減?。篍?uC1(t)ud(t)=(2)NT當(dāng)ud=U0NL時(shí)，D7開通，進(jìn)入模式2。此時(shí)的C1電壓為uC1(t1)=E?NTNLU0(3)C1的充電電壓uC1=E時(shí)，D2導(dǎo)通，當(dāng)id6減小到零時(shí)，D6關(guān)斷，模式2）結(jié)束。3）模式3[t2~t3]。如圖3(c)所示。在id6=0以前，即模式2）的結(jié)束時(shí)刻t2，C1已充電至E。在極端輕負(fù)載時(shí)，也存在uC1=E以前，id6=0的情況。一般情況下，uC1=E，D2導(dǎo)通，iu(參照?qǐng)D1)通過S4、D2環(huán)流。id6按式(8)線性減少：NUid6(t)=id6(t2)?L0(t?t2)(8)Ls當(dāng)id6=0時(shí)，進(jìn)入下一模式。在極端輕負(fù)載情況，uC1=E以前，id6=0，D2關(guān)斷，負(fù)載電流I0通過D7環(huán)流。uC1按式(9)線性上升：i(t)uC1(t)=uC1(t2)+P22(t?t2)(9)2C當(dāng)uC1=E時(shí)，進(jìn)入下一模式。4）模式4[t3~t4]。如圖3(d)所示，iP2通過S4、D2環(huán)流，負(fù)載電流I0通過D7、Ld1、Ld2環(huán)流。在D2導(dǎo)通期間開通S2，則S2為零電壓(zerovoltageswitching，ZVS)開通。從S1關(guān)斷時(shí)刻經(jīng)規(guī)定tδ延遲后關(guān)斷S4，由于S4的電流僅為T2的勵(lì)磁電流iP2，所以S4幾乎為零電流(zerocurrentswitching，ZCS)關(guān)斷。5）模式5[t4~t5]。如圖3(e)所示，S4關(guān)斷，iP2通過D4、D2回饋到電源E，T2開始磁復(fù)位。iP2按式(10)線性減少：EiP2(t)=iP2(t4)?(t?t4)(10)LP2）模式2[t1~t2]。如圖3(b)所示，D7開通，D7、Ld2流過負(fù)載電流。該模式期間，iP2不變，uC1及id6為du(t)i(t)2CC1=iP2(t1)+d6(4)dtNTdi(t)E?uC1(t)Lsd6=?NLU0(5)dtNT聯(lián)立式(4)、(5)求解，可得uC1(t)=uC1(t1)iP2(t1)NT+id6(t1)]·sin(6)?6）模式6[t5~t6]。如圖3(f)所示，t5時(shí)刻開通S3，同時(shí)D5也開通，S3為ZCS開通，電流is3從零開始按式(11)線性上升：diS3(t)EE?NTNLU0=+(11)LPdtNTLs當(dāng)iu<0時(shí)，S2為ZVS和ZCS導(dǎo)通。iP2按式(10)繼續(xù)線性減小。D7的電流減小到零時(shí)，該模式結(jié)束。7）模式7[t6~t7]。如圖3(g)所示，D7關(guān)斷，負(fù)id6(t)=[iP2(t1)NT+id6(t1iP2(t1)NT(7)其中，iP2(t1)=iP2(t0)，id6(t1)=id6(t0)。第33期褚恩輝等：新型交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激軟開關(guān)變換器25載電流全部流過D5。iP2進(jìn)一步線性減小到零時(shí)刻t7，D4關(guān)斷，T2的磁復(fù)位結(jié)束。t0~t4期間，iP2不變，iP2線性減小到零的時(shí)間(t4~t7)可由式(10)求得。tLi(t)7?t4=PP20E(12)其中，iP2(t0)為iEP2(t0)=Lton(13)P如果ton時(shí)間很短，S3開通時(shí)刻t5之前，iP2已線性減小到零。在S3開通之前，只有D4關(guān)斷，在這種模式下也可實(shí)現(xiàn)S3為ZCS開通，S2為ZVS開通。8）模式8[t7~t8]。如圖3(h)所示，S3、S2、D5導(dǎo)通，通過T1向負(fù)載供電。S2關(guān)斷時(shí)刻t8，變換器半個(gè)工作周期結(jié)束。由于回路的對(duì)稱性，下一個(gè)變換器工作周期的說明加以省略。2變換器的穩(wěn)態(tài)特性2.1開關(guān)的最大電流應(yīng)力本變換器開關(guān)S1~S4的最大電流值ISP為ISP=iP2(t1)+id6(t1)/NT(14)依據(jù)式(13)可求得iP2(t1)為i(tEDTP21)=hL(15)P式中Th為變換器半周期，Th=T/2。整流電壓ud和電感電流iLd1的波形如圖4所示。式(14)的id6(t1)可由式(16)求得。由于輸出二極管D5、D7或D6、D7換流時(shí)的電流重疊時(shí)間足夠短，因此在D7開通時(shí)刻t1及關(guān)斷時(shí)刻t5前后，Ld1的電流iLd1滿足下面關(guān)系??n1iLd1(t1)=(n1+n2)iLd1(t3)?(n1+n2)iLd1(t5)=n1iLd1(t6)(16)因?yàn)閕Ld1的平均值(可近似為iLd1(t1)、id6(t1)的瞬時(shí)值)與負(fù)載電流相等，因此有iId6(t1)=iLd1(t1)=0ΔI1?(1?D)N+L(17)L2ΔINLP=LI0N1?(1?D)N+(1+L)ΔIL(18)L2I0(負(fù)載電流)、ΔIL(Ld1電流變化的一部分)為I1Th0=T∫iLd1(t)dt(19)h0ΔI(1?D)(1?NL=L)U0ThL(20)d1根據(jù)式(14)、(15)、(17)、(19)、(20)可求得ISP為I=DETh2L+1(I0+ΔISPL)(21)PNT1?(1?D)NL2當(dāng)NL1時(shí)，式(21)與交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激硬開關(guān)變換器幾乎相同，因此本變換器的開關(guān)、變壓器、二極管的最大電流應(yīng)力均小于硬開關(guān)變換器。有中間抽頭電感Ld1的電流iLd1在D7開通與關(guān)斷前后，按照式(16)變化，因此，依據(jù)式(18)可知，與沒有中間抽頭的情況相比，Ld1的電流脈動(dòng)只增大了其變化部分。2.2輸出電壓特性輸出電壓平均值Uo為T1、T2二次側(cè)整流后的電壓ud的平均值，因此，可依據(jù)圖4的ud波形求得UDE+(1?D)N0=TNLU0Lsid5(t6)N?(22)TTh式(22)的第二項(xiàng)為電感Ls1和Ls2的電壓降。由于Ld1足夠大，若忽略式(18)的ΔILP，則id5(t6)=id6(t0)。將式(17)代入式(22)，可得Uo與Io的關(guān)系UDEL0=sI0ND)]?T2(23)T[1?NL(1?h[1?NL(1?D)]由式(23)可知，當(dāng)NL1時(shí)，本變換器與交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激硬開關(guān)變換器具有相同的輸出電壓特性。uu圖4整流電壓產(chǎn)ud和電感iLd1的波形Fig.4Waveformsofrectifiedvoltageandinductorcurrent3ZVS條件和ZCS條件3.1開關(guān)S1和S2的ZVS條件從S1關(guān)斷時(shí)刻到C1的充電電壓為E的時(shí)間是tr。若死區(qū)時(shí)間td滿足tr≤td≤Th，則S1、S2可實(shí)現(xiàn)ZVS。tr可依據(jù)式(2)和式(6)求得t2CEr=t2?t0=i(24)P2(t0)+id6(t0)/NTiP2(t0)、id6(t0)可依據(jù)式(15)、(17)、(19)、(20)求得。3.2開關(guān)S3和S4的ZCS條件若從S1關(guān)斷時(shí)刻到id6線性減小到零的時(shí)間tu與S1、S4關(guān)斷時(shí)刻的延遲時(shí)間tδ滿足tδ≥tu，則S3、S4可實(shí)現(xiàn)ZCS。一般情況下(極端輕負(fù)載除外)，id6線性減小到零之前，C1已經(jīng)充電到E，因此tu為26中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)第29卷tu=tr+t3?t2=tr+Lsid6(t2)N(25)LU0其中，id6(t2)由式(3)、(6)、(7)求得：i)=d6(t2iP2(t1)NT(26)當(dāng)Ls(NTNLU0)22時(shí)，式(26)可近相似為id6(t2)?id6(t1)(27)4實(shí)驗(yàn)與仿真研制了一臺(tái)實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，額定輸出功率為500W(U0=50V，I0=10A)，輸入直流電壓E=260V，開關(guān)頻率為100kHz，S1、S2的死區(qū)時(shí)間td=0.5μs，S2、S3的關(guān)斷門信號(hào)延遲時(shí)間tδ=0.7μs。開關(guān)S1~S4選用IRG4PC40W；D1~D4選用SF8L60；D5~D7選用ESAC93M-03；C1、C2為820pF。T1、T2的原邊勵(lì)磁電感(LP1=LP2)和副邊漏感(Ls1=Ls2)分別為2.5mH和0.35μH，匝比為NT=3.3；中間抽頭平滑電感(Ld1，Ld2)分別為35和1.1μH，匝比為NL=0.14；Cd為540μF電解電容。圖5、6分別為在輸入電壓260V、輸出電壓50V時(shí)，重負(fù)載10A與輕負(fù)載2A的開關(guān)管S2、S4的電壓和電流波形。從波形中可知，開關(guān)管沒有電壓和電流尖峰，S2為ZVS開通與關(guān)斷、S4為ZCS開通與關(guān)斷。S4的電壓在S4關(guān)斷后緩慢上升，這是)格)格//VV000011((2Quu))格格//AA22((24QSit(2.5ms/格)it(2.5ms/格)(a)S2的電壓和電流波形(b)S4的電壓和電流波形圖5重負(fù)載時(shí)的開關(guān)管電流和電壓波形Fig.5Switchvoltageandcurrentwaveformsunderheavyload)格)格//VV000011((24QSuu))格格//AA22((24QSii(a)S2的電壓和電流波形(b)S4的電壓和電流波形圖6輕負(fù)載時(shí)的開關(guān)管電流和電壓波形Fig.6Switchvoltageandcurrentwaveformsunderlightload因?yàn)镾4關(guān)斷后，S4的電流僅為變壓器的勵(lì)磁電流，對(duì)S4的寄生輸出電容Coes充電非常緩慢。圖7為在輸入電壓260V、輸出電壓50V，重負(fù)載10A時(shí)的開關(guān)管S2、S4的電壓和電流仿真波形。由圖7可知，仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果接近一致，驗(yàn)證了上文根據(jù)圖2的理論分析。))格格/)/格VV/0A055(1((4422SSQQuiu(a)S2的電壓和電流波形(b)S4的電壓和電流波形圖7開關(guān)管的電流和電壓仿真波形Fig.7Switchvoltageandcurrentwaveforms圖8為根據(jù)圖4所得出的本變換器輸出電壓特性的理論計(jì)算值和實(shí)測值的比較曲線。由圖8可知，實(shí)測值與理論計(jì)算值接近一致，驗(yàn)證了圖4的正確性。由輸出電壓特性可知，本變換器具有即使在開環(huán)控制時(shí)，輸出電壓也幾乎不隨負(fù)載變化的定電壓特性。V/0UI0/A圖8變換器的負(fù)載電流特性Fig.8Outputvoltageasafunctionofoutputloadcurrent圖9為在輸出電壓50V時(shí)的該變換器的效率曲線。由圖9可知，重負(fù)載(10A)時(shí)的效率為93.5%，輕負(fù)載(2A)時(shí)的效率η為89.5%。本變換器在很寬的負(fù)載范圍內(nèi)可得到很高的變換效率。%/ηI0/A圖9效率曲線Fig.9Curveofefficiency5結(jié)論本文提出了一種帶中間抽頭輸出濾波電感的交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激軟開關(guān)變換器，詳細(xì)分析了該變換器的工作原理，給出了軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)條件。通過理第33期褚恩輝等：新型交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激軟開關(guān)變換器27論分析和在500W原理樣機(jī)的實(shí)驗(yàn)研究得出如下結(jié)論：1）僅利用變壓器漏感和開關(guān)管緩沖電容的作用，所有開關(guān)管運(yùn)行于ZVS或ZCS，有利于開關(guān)損耗的減少和提高開關(guān)頻率；2）輸出電流的脈動(dòng)頻率是實(shí)際開關(guān)頻率的兩倍，減小了輸入和輸出濾波器的體積重量；3）變壓器和開關(guān)流過環(huán)流電流小，回路總導(dǎo)通損失小；4）在500W原理樣機(jī)上得到93.5%的實(shí)測高效率。該電路適宜大中功率的軟開關(guān)變換器。對(duì)減少電磁干擾(electromagneticinterference，EMI)和提高效率很有意義。關(guān)于輸出電感電流非連續(xù)條件下的回路特性以及帶中間抽頭輸出的2個(gè)濾波電感的最佳相對(duì)比例確定，將作為今后的研究課題。參考文獻(xiàn)[1]王兆安，楊旭，王曉寶．電力電子集成技術(shù)的現(xiàn)狀及發(fā)展方向[J]．電力電子技術(shù)，2003，37(5)：90-94．WangZhaoan，YangXu，WangXiaobao．State-of-artanddevelopmenttrendsofpowerelectronicsintegrationtechnology[J]．PowerElectronics，2003，37(5)：90-94(inChinese)．[2]陳文潔，楊旭，楊栓科，等．分立元件構(gòu)成的電力電子集成功率模塊的設(shè)計(jì)[J]．中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2003，23(12)：104-110．ChenWenjie，YangXu，YangShuanke，etal．Adesingofdiscretecomponentsbasedintegratedpowermodules[J]．ProceedingsoftheCSEE，2003，23(12)：104-110(inChinese)．[3]顧亦磊，呂征宇，錢照明．中小功率系統(tǒng)集成DC/DC標(biāo)準(zhǔn)模塊的一族候選拓?fù)鋄J]．中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2005，25(10)：45-49．GuYilei，LüZhengyu，QianZhaoming．AfamilyofcandidatetopologiesforlowtomidiumpowersystemintegrationstandardDC/DCmodule[J]．ProceedingsoftheCSEE，2005，25(10)：45-49(inChinese)．[4]潘尚志，錢照明，雷娜．一種通用的新型單/雙正激型直流變換器電路仿真模型[J]．中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2001，21(6)：58-62．PanShangzhi，QianZhaoming，LeiNa．AaveragemodelforunifiedforwardDC-DCconverter[J]．ProceedingsoftheCSEE，2001，21(6)：58-62(inChinese)．[5]張方華，王慧貞，嚴(yán)仰光．推挽正激整流及其應(yīng)用[J]．中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2004，24(4)：168-173．ZhangFanghua，WangHuizhen，YanYangguang．Thepush-pullforwardrectifieranditsapplication[J]．ProceedingsoftheCSEE，2004，24(4)：168-173(inChinese)．[6]XuJianping，CaoXiaohong，LuoQianchao．Animprovedtwo-transistorforwardconverterGuXiaoming[C]．IEEE1999InternationalConferenceonPowerElectronicsandDriveSystems，HongKong，1999．[7]RozmanAF．Lowlosssynchronousrectifierforapplicationtoclamped-modepowerconverters：US，94302791.2[P]．1994-11-02．[8]JiHK，KimHJ．ActiveclampforwardconverterwithMOSFETsynchronousrectification[C]．25thAnnualIEEEPowerElectronicsSpecialistsConference，Taiwan，1994．[9]顧曉明，顧亦磊，杭麗君，等．諧振復(fù)位軟開關(guān)雙管正激型dc-dc變換器[J]．電力系統(tǒng)自動(dòng)化，2005，29(2)：64-68．GuXiaoming，GuYilei，HangLijun，etal．Resonantresetsoftswitchingdualswitchforwarddc-dcconverter[J]．AutomationofElectricPowerSystems，2005，29(2)：64-68(inChinese)．[10]陳威，呂征宇，錢照明．諧振復(fù)位雙管正激變流器軟開關(guān)研究和優(yōu)化[J]．電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2007，22(11)：74-79．ChenWei，LüZhengyu，QianZhaoming．ResearchandoptimizationonsoftswitchingofresonantresetdualswitchforwardDC-DCconverter[J]．TransactionsofChinaElectrotechnicalSociety，2007，22(11)：74-79(inChinese)．[11]魏應(yīng)東，吳建德，顧亦磊．一種新型雙管正-反激直流變換器[J]．中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2005，25(20)：50-55．WeiYingdong，WuJiangde，Guyilei．Anoveldualswitchforward-flybackDC/DCconverters[J]．ProceedingsoftheCSEE，2005，25(20)：50-55(inChinese)．[12]HamadaS，MaruyamaY，NakaokaM．Anewinvertertopologyofhigh-efficientsoft-switchingPWMDC-DCconverter[C]．IEEE31stAnnualPowerElectronicsSpecialistsConference，Galway，Ireland，2000．[13]穆新華．交錯(cuò)并聯(lián)式雙管正變換器工作模式分析及系統(tǒng)設(shè)計(jì)[J]．中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2004，24(12)：38-42．MuXinhua．Modelanalysisandsystemdesingofinterleavingdouble-transistor-forwardconverter[J]．ProceedingsoftheCSEE，2004，24(12)：38-42(inChinese)．[14]陳道煉，胡育文，嚴(yán)仰光．交錯(cuò)并聯(lián)式有源箝位正激變換器研究[J]．航空學(xué)報(bào)，2000，21(6)：552-554．ChenDaolian，HuYuwen，YanYangguang．Researchoninterteavingactiveclampforwardconverters[J]．ActaAeronauticaetAstronauticaSinica，2000，21(6)：552-554(inChinese)．[15]梁小國，危建，阮新波．一種新穎的交錯(cuò)并聯(lián)正激三電平變換器．中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2004，24(11)：139-143．LiangXiaoguo，WeiJian，RuanXinbo．Anovelintrleavedthree-Levelforwardconverter[J]．ProceedingsoftheCSEE，2004，24(11)：139-143(inChinese)．收稿日期：2021-09-07。作者簡介：褚恩輝(1965—)，男，博士，副教授，碩士生導(dǎo)師，主要從事現(xiàn)代電力電子及應(yīng)用,高頻軟開關(guān)電力變換系統(tǒng)及控制方式，電機(jī)控制技術(shù)等方面的研究和教學(xué)工作，chuenhui2021jp@yahoo；張化光(1952—)，男，長江學(xué)者特聘教授，博褚恩輝士生導(dǎo)師，從事復(fù)雜工業(yè)過程自動(dòng)化，電力系統(tǒng)自動(dòng)化，新型電機(jī)設(shè)計(jì)和拖動(dòng)系統(tǒng)自動(dòng)化，模糊系統(tǒng)理論，模糊控制與智能控制，自適應(yīng)控制和混沌控制的理論研究；劉秀翀(1970—)，男，博士研究生，講師，主要從事電力電子技術(shù)及應(yīng)用，電力傳動(dòng)控制等方面的科研與教學(xué)工作；翟明圓(1983—)，男，碩士研究生，研究方向?yàn)檐涢_關(guān)逆變器電路拓?fù)浼翱刂啤?編輯呂鮮艷)雙正激DC/DC變換器的一種新型拓?fù)溲芯磕壳霸诟鞣N電氣設(shè)備中應(yīng)用的各式各樣的開關(guān)電源,大多數(shù)都采用間接式DC/DC變換電路。它具有隔離性能好,便于提供多路輸出直流電源等優(yōu)點(diǎn)。間接式DCPDC變換電路通常又分為單端電路和雙端電路。一般小容量的開關(guān)電源多采用單端正激式或單端反激式DC/DC變換電路,其高頻變壓器鐵芯中的磁通是單方向脈動(dòng)的。單端間接式直流變換電路所存在的主要缺點(diǎn)是高頻變壓器鐵芯中的磁通只工作在磁化曲線的第1象限,一方面使鐵芯不能得到充分利用,另一方面總需要解決磁通復(fù)位的問題。相比之下,雙端間接式DC/DC變換電路比較適用于中大容量的開關(guān)電源,其高頻變壓器鐵芯的工作磁通在磁化曲線的第1、3象限之間對(duì)稱地交變,鐵芯的利用率較高,也不必?fù)?dān)心磁通的復(fù)位問題。而且對(duì)應(yīng)于正負(fù)半周都可以向輸出傳遞能量,加之高頻變壓器鐵芯的磁通變化線性范圍寬,有利于減小變壓器的繞組匝數(shù)和鐵芯體積,提高開關(guān)電源的功率密度和工作效率。因此研究開發(fā)完善、可靠的雙正激DC/DC變換拓?fù)浞桨敢恢睘閲鴥?nèi)外有關(guān)研究和工程技術(shù)人員所關(guān)注?；谏鲜隹紤],我們?cè)诳蒲袑?shí)踐中,提出了一種新型雙端正激式DC/DC變換器的半橋拓?fù)浞桨?特別適合于整流器、逆變器等具有高壓直流環(huán)節(jié)的電力電子系統(tǒng),利用其現(xiàn)成的高壓直流環(huán)節(jié),為系統(tǒng)的控制、驅(qū)動(dòng)和檢測保護(hù)提供多路直流電源。與以往的雙端正激式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)相比較,其特點(diǎn)是可以有效地避免上下兩橋臂在高頻PWM開關(guān)過程中易于出現(xiàn)的直通短路問題,使開關(guān)電源的可靠性大為提高,而且其輸入電壓可以很高,輸出直流電源容量大、組數(shù)多,尤其適用于中大功率電力電子系統(tǒng)。目前在國內(nèi)外尚無有關(guān)同類拓?fù)涞奈墨I(xiàn)報(bào)道。鑒于所有半橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的雙端正激DC/DC變換器,在直流輸入電壓高、高頻變壓器變比大的情況下,都存在磁通維持續(xù)流階段的不理想方面,本文提出了一種獨(dú)特的磁通維持續(xù)流控制方法。同時(shí),為了解決開關(guān)電源的自啟動(dòng)問題,還給出了一種自舉電路控制方案。新型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作原理：主電路采用了如圖1所示的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。圖中變壓器原邊采用半橋式雙正激電路,主電路可直接利用高壓直流環(huán)節(jié)供電。兩原邊繞組L1、L2上下對(duì)稱,極性相反,共用同一鐵芯。這種結(jié)構(gòu)可以有效地避免在高頻PWM開關(guān)作用下,由于MOS管關(guān)斷不及時(shí)所可能出現(xiàn)的上下橋臂直通現(xiàn)象。圖中右上回路代表著一系列帶有中間抽頭的副邊繞組及高頻整流濾波環(huán)節(jié)。它對(duì)副繞組兩端產(chǎn)生的正2零2負(fù)三電平交變高頻脈沖電壓,通過兩只快恢復(fù)二極管實(shí)現(xiàn)全波整流,然后進(jìn)行L-C濾波或直接電容濾波后穩(wěn)壓輸出。另外,為了穩(wěn)定輸出電壓和提高抗干擾能力,電路中還選擇了其中一組副邊為SG3525芯片的PWM控制提供反饋電壓。以下將每個(gè)開關(guān)周期分為三個(gè)階段來分析整個(gè)主電路部分的工作原理。首先要假設(shè)變壓器原邊電流的正方向是流入繞組同名端的。主電路中開關(guān)管M1、M2占空比變化范圍是0～50%,且輪流導(dǎo)通。1)開關(guān)管M1導(dǎo)通時(shí),電容C1的正向電壓加在原邊繞組L1上。在此電壓的激勵(lì)下,根據(jù)u=Ldi/dt,可推導(dǎo)出式中U=Ud/2,即輸入側(cè)直流電壓的一半,L為高頻變壓器的等效勵(lì)磁電感。在電路工作達(dá)到穩(wěn)態(tài)后,每周期開關(guān)管M1剛導(dǎo)通時(shí)對(duì)應(yīng)的勵(lì)磁電流初始值I0應(yīng)為負(fù)值,并且勵(lì)磁電流以斜率UPL(常值)從負(fù)到正線性增加(這里要注意的是:流經(jīng)L1的電流是由其勵(lì)磁電流和總負(fù)載電流合成的,因而L1中電流的大小還取決于負(fù)載的輕重),同時(shí)各副邊繞組兩端感應(yīng)生成正向電壓脈沖。2)開關(guān)管M2導(dǎo)通的情況與M1類似,由于電容C2端電壓U=Ud/2,相對(duì)于L2的同名端而言為反極性作用,其勵(lì)磁電流的初始值I0為正值,故此期間勵(lì)磁電流是以斜率UPL從正到負(fù)反向線性增加的,因而各副邊繞組兩端生成負(fù)極性電壓脈沖。3)當(dāng)M1、M2都不導(dǎo)通時(shí),需要主磁通勵(lì)磁電流保持在最大值I0不變,使各繞組磁通維持常值,根據(jù)法拉第電磁感應(yīng)定律u=-dψ/dt,主電路原邊繞組及各副邊繞組的端電壓在此期間內(nèi)均保持為零,從而使變壓器副邊電壓為三電平PWM脈沖波形,進(jìn)而保證輸出直流電壓具有可控性。從上面的分析我們不難看出主電路高頻變壓器的勵(lì)磁磁勢是依照規(guī)律線性增加(從負(fù)到正)==維持恒定(在勵(lì)磁續(xù)流回路中)==線性減小(從正到負(fù))而變化的,使得主磁通在第1、3象限內(nèi)對(duì)稱交變,滿足雙端正激式控制的要求。按照本拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的上述工作原理,為了實(shí)現(xiàn)輸出直流電壓的可控調(diào)節(jié),應(yīng)該做到兩個(gè)方面,其一是主電路中開關(guān)管M1、M2的PWM占空比都能在0～50%范圍內(nèi)連續(xù)變化;其二,在每個(gè)開關(guān)周期當(dāng)中,除兩只開關(guān)管按一定的PWM占空比輪流導(dǎo)通的時(shí)間之外,還有一段時(shí)間二者均不導(dǎo)通,此期間需要保持勵(lì)磁電流不變,使得輸出感應(yīng)電壓為零。此外,為了使高頻變壓器鐵芯的主磁通在第1、3象限內(nèi)的對(duì)稱交變有更寬的變化范圍,從而有利于減少繞組匝數(shù),充分利用鐵芯和減小變壓器體積,應(yīng)設(shè)法使勵(lì)磁磁勢在兩開關(guān)管均不導(dǎo)通期間維持在正向或負(fù)向最大值不變。這就要求在L1和L2兩原邊繞組均不導(dǎo)通的情況下,由其它副邊繞組提供勵(lì)磁續(xù)流磁勢,然而通過計(jì)算機(jī)仿真和實(shí)驗(yàn)研究的結(jié)果都表明,在直流側(cè)電壓較高而變壓器原、副邊變比較大的情況下,僅僅依靠類似于L4所在的副邊整流回路提供勵(lì)磁續(xù)流,其波形是很差的,遠(yuǎn)不能達(dá)到理想的三電平PWM控制效果。正是針對(duì)這一問題,本方案專門設(shè)計(jì)提出了一種勵(lì)磁續(xù)流回路如圖1中右側(cè)L3所在的回路所示。回路中MOS管M7、M8均帶有反并聯(lián)二極管。在主電路半橋的上下兩管都不導(dǎo)通的時(shí)候,通過同時(shí)開通這兩只開關(guān)管,來維持主磁通的勵(lì)磁磁勢及勵(lì)磁電流的連續(xù)性,由于該回路電阻很小,勵(lì)磁電流近似維持不變。PWM控制信號(hào)產(chǎn)生電路：主電路的PWM控制信號(hào)是由SG3525產(chǎn)生出來的。由于3525的控制簡單且相關(guān)資料很多,在此我們就不詳細(xì)給出其周邊電路了。SG3525根據(jù)變壓器副邊反饋的電壓信號(hào)Vfd調(diào)整輸出PWM控制信號(hào)的占空比,如圖2所示。由于主電路采用雙端正激式結(jié)構(gòu),門極驅(qū)動(dòng)信號(hào)也需要隔離,因此SG3525輸出端接于變壓器T2原邊兩端,兩個(gè)副邊分別以相反的極性來驅(qū)動(dòng)開關(guān)管門極。至于勵(lì)磁續(xù)流回路中的兩個(gè)開關(guān)管的門極控制信號(hào)的控制邏輯,可以采用SG3525的兩個(gè)輸出信號(hào)的“或非”得到,從而保證在OUTA、OUTB有一個(gè)為高電平時(shí),G3、G4就都輸出低電平。只有當(dāng)兩個(gè)輸出均為低電平時(shí),G3、G4才為高電平,進(jìn)而驅(qū)動(dòng)勵(lì)磁續(xù)流回路開通。自舉電路分析：作為實(shí)際能夠應(yīng)用的產(chǎn)品,必須要做到能夠自啟動(dòng),即自舉。要利用上電時(shí)的輸入直流高壓,來得到能夠提供給控制芯片的初始電源,在主電路變壓器真正開始工作后,在某個(gè)副邊會(huì)產(chǎn)生一定的電壓,再利用此電壓經(jīng)過一定的處理作為工作電壓提供給控制芯片,這樣整個(gè)電路就可以正常工作了。在許多開關(guān)電源的方案中,或者根本沒有提出自啟動(dòng)的解決方案,或者采用的是直接利用大電阻將主電路直流側(cè)高電壓分壓得到,在整個(gè)電源工作時(shí)期內(nèi),它都要提供電壓,消耗許多能量,從而使得系統(tǒng)的效率大大降低。本方案提出一種有效的解決辦法,如圖3所示,在上電初期,初始回路等效電阻較小,一旦工作電壓建立起來,初始回路等效電阻變?yōu)楹艽?而且也不必為控制電路提供電源,因而提高了系統(tǒng)的效率。圖3中Vd為主電路輸入側(cè)直流電壓,V為由某次級(jí)線圈提供的輸出直流電壓,R1阻值很大,R2相對(duì)R1要小得多。剛上電時(shí),V為零,開關(guān)S1斷開。因此MOS管TR1導(dǎo)通。經(jīng)過穩(wěn)壓管穩(wěn)壓后給作控制芯片的初始電源。一旦副邊電壓建立起來后,S1閉合,進(jìn)而拉低TR1的柵極電壓,使其關(guān)斷。需要注意的是,R2可以取得很小;同時(shí),支路的電阻R1由于場效應(yīng)管柵極電流極小的緣故,阻值可以取得很大。這一點(diǎn)避免了傳統(tǒng)的方案中電阻必須較小以提供足夠大的電流的缺點(diǎn),從而提高了工作效率。仿真及實(shí)驗(yàn)波形分析：仿真波形：基于上面的電路原理分析,有助于理解以下給出的計(jì)算機(jī)仿真結(jié)果。本方案的可行性研究是通過Pspice810軟件仿真來完成的。它的強(qiáng)大功能很適用于電力電子電路的原理及性能分析。仿真采用Pspice內(nèi)置的元器件:主電路的MOS管采用IRFD150,高頻變壓器的模型由電感元件L和耦合系數(shù)元件K構(gòu)造而成。MOS管的開關(guān)頻率為40kHz,仿真時(shí)間為10ms。選取暫態(tài)仿真即得到如圖4所示幾組波形,它可更充分完整地說明前面分析的原理。以下將分析各波形的產(chǎn)生原理及相互聯(lián)系。鑒于主電路變壓器原邊上下橋臂工作情況類似,只需觀察上橋臂的工作情況就可以較清楚地了解整個(gè)電路的工作原理。圖4(a)展示的是加在主MOS管M1門極的PWM控制芯片產(chǎn)生的波形(為了簡化仿真,它只是邏輯電平。門極實(shí)際的電平變化請(qǐng)參照本文實(shí)際測量波形);而加在M2的門極信號(hào)與之類似,只是從時(shí)間上交錯(cuò)開。圖(b)是流過繞組L1的電流波形:從中也不難看出在主開關(guān)管M1導(dǎo)通時(shí)為一條線性增加的直線,由于它還包含了負(fù)載電流成分,因而此直線并不是正負(fù)對(duì)稱,而是向上平移了;在M1關(guān)斷時(shí),L1不流過電流。圖(c)是原邊繞組L1兩端電壓:當(dāng)主MOS管M1導(dǎo)通時(shí),使原邊線圈兩端作用以U=Ud/2的正向電壓;當(dāng)M2導(dǎo)通時(shí),由于L1、L2緊耦合且極性相反,則L1兩端為負(fù)電壓;當(dāng)M1、M2都關(guān)斷時(shí),L1兩端電壓為零。圖(d)所示的是與圖(b)相關(guān)的勵(lì)磁續(xù)流回路的電流波形:在M1或M2開通時(shí),勵(lì)磁電流由原邊提供,此時(shí)該續(xù)流回路電流為零;當(dāng)M1、M2都關(guān)斷時(shí),勵(lì)磁電流通過續(xù)流回路作用維持恒定的正值或負(fù)值,以維持磁通近似恒定。通過這兩個(gè)波形,進(jìn)一步證實(shí)了在前面原理分析中對(duì)勵(lì)磁電流變化規(guī)律的總結(jié)。圖(e)是勵(lì)磁電流續(xù)流回路的MOS管M7的門極信號(hào)(M8的與之相同)。為了保證該回路能夠在M1、M2關(guān)斷時(shí)開通,兩門極信號(hào)之間采用了“或非”的邏輯關(guān)系。具體的電路結(jié)構(gòu)可參照PWM控制產(chǎn)生部分。圖(f)就是所關(guān)心的變壓器某一副邊繞組的波形:從圖中可看出,它只在M1導(dǎo)通時(shí)才出現(xiàn)正電平或M2導(dǎo)通時(shí)出現(xiàn)負(fù)電平,而在兩管均不通時(shí),電壓為零;也就是說,可以通過改變主電路MOS管門極信號(hào)的占空比來達(dá)到控制輸出電壓的目的。這都是在勵(lì)磁續(xù)流回路的作用下才得以實(shí)現(xiàn)的,否則在M1、M2關(guān)斷期間,副邊也會(huì)產(chǎn)生很高的電壓,這便失去了輸出電壓的可控性。實(shí)驗(yàn)波形：在分析實(shí)驗(yàn)波形之前,應(yīng)該注意的是由于變壓器總會(huì)存在一些漏感,因此實(shí)際的波形與仿真得到的有一些細(xì)微差別,這是很正常的。在圖5(a)中,上側(cè)波形就是前面提到的主電路上橋臂MOS管實(shí)際的門極信號(hào),它是由SG3525的OUTA、OUTB合成的,下橋臂MOS管門極信號(hào)電平與其相反;圖5(a)下側(cè)波形是由OUTA、OUTB“或非”得到的勵(lì)磁續(xù)流回路MOS管的門極信號(hào),從圖中可以很好地看到兩者的對(duì)應(yīng)關(guān)系。在圖5(b)中,下側(cè)波形就是其中勵(lì)磁續(xù)流回路的MOS管門極控制電壓信號(hào);上側(cè)波形為變壓器某副邊繞組的電壓波形,可見只有在主電路MOS管開通時(shí),副邊繞組兩端才有正向或負(fù)向電壓;而當(dāng)M1、M2均不導(dǎo)通時(shí),繞組兩端電壓為零(由于漏感影響,有一些振蕩),依此可以達(dá)到通過改變占空比調(diào)壓的目的。實(shí)際波形與仿真波形基本吻合,表明實(shí)驗(yàn)取得了期望的結(jié)果。結(jié)語：在科研實(shí)踐中,提出了一種新型的雙端正激式DC/DC變換器拓?fù)浞桨?。它除具有鐵芯利用率高,正負(fù)半周均可傳遞能量等優(yōu)點(diǎn)外,還可有效地避免上下橋臂直通短路問題。本文分析了其所構(gòu)成的開關(guān)電源主電路及控制、自啟動(dòng)等回路的結(jié)構(gòu)原理,同時(shí)還提出一種新型勵(lì)磁磁勢維持續(xù)流控制方法,有效地解決了其它方案的磁通維持階段波形變差的問題,特別適合于直流輸入電壓高,高頻變壓器變比大的情況,具有較高的實(shí)用價(jià)值。第４０卷第１期電力電子技術(shù)Ｖ０１．４０，Ｎｏ．１蘭塑魚量圣笪墅些些曼?。。?！翼墜ｉ塑??！壘型！望！至墅一種三電平雙管正激軟開關(guān)變換器研究閆之峰，馬曉軍，魏曙光（裝甲兵工程學(xué)院，北京１０００７２）摘要：介紹了一種三電平雙管正激軟開關(guān)變換器（Ｔｈｒｅｅ．１ｅｖｅｌＤｏｕｂｌｅＦｏⅣａＩｄｓｏｆｔ．ｓｗｉｔｃｈｉｎｇＣｏｎｖｅｎｅｒ，ＴＤＦＣ）拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，在該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，變壓器初級(jí)采用了兩組雙管正激電路串聯(lián)，變壓器次級(jí)電路并聯(lián)，從而使變換器同時(shí)具有三電平電路和雙管正激變換器的優(yōu)點(diǎn)。軟開關(guān)技術(shù)的應(yīng)用減少了電磁干擾和功率損耗，提高了變換器的功率密度和轉(zhuǎn)換效率。通過Ｍａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ軟件對(duì)電路進(jìn)行了仿真，仿真結(jié)果證實(shí)該電路比雙管正激軟開關(guān)電路優(yōu)越。最后利用三電平雙管正激軟開關(guān)技術(shù)成功研制了１２０Ａ，２８Ｖ的開關(guān)電源。關(guān)鍵詞：變換器／三電平；雙管正激；軟開關(guān)；開關(guān)電源中圖分類號(hào)：ＴＭ４６文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：Ａ文章編號(hào)：１０００－１００Ｘ（２００６）Ｏｌ一００１８—０３ＲｅｓｅａｒｃｈｏｎｔｈｅＴｈｒｅｅ－ｌｅｖｅｌＤｏｕｂｌｅＦｏｒｗａｒｄＳｏｆｔ．ｓｗｉｔｃｈｉｎｇＣｏｎｖｅｒｔｅｒＹＡＮＺｈｉ—ｆｅｎｇ，ＭＡＸｉａｏ－ｊｕｎ，ＷＥＩＳｈｕ—ｇｕａｎｇ（ＡｃⅡ如，砂礦Ａ舢ｒｅｄＦｏｒｃｅｓＥ，四聊ｅ而昭，＆驢ｉ曙１０００７２，吼ｉ凡。）Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｔｈｉｓｐ?。澹颍椋欤欤酰螅簦颍幔簦澹螅幔裕瑁颍澹濉欤澹觯澹欤模铮酰猓欤澹疲镏荩幔颍洌螅铮妫簟螅鳎椋簦悖瑁椋睿纾茫铮睿觯澹睿澹颍ǎ裕模疲茫裕模疲茫椋螅悖铮恚穑铮螅澹洌铮妫猓铮簦瑁簦瑁颍澹濉欤澹觯澹欤悖铮睿觯澹颍簦澹颍幔睿洌洌铮酰猓欤澹妫铮睿觯幔颍洌悖铮睿觯澹颍簦澹颍螅ǎ模疲茫鳎瑁铮螅澹椋睿穑酰簦穑铮颍簦螅幔颍澹悖铮睿睿澹悖簦澹洌椋睿螅澹颍椋澹螅幔簦簦恚睿螅妫锷海澹颉螅穑颍椋恚幔颍幔睿洌簦瑁澹铮酰簦穑酰簦螅幔颍澹悖铮睿睿澹悖簦澹洌椋睿穑幔恚欤欤澹欤幔簦螅澹悖铮睿洌幔颍裕瑁酰螅裕模疲茫瑁幔螅簦瑁澹幔洌觯幔睿簦幔纾澹铮妫簦瑁澹簦瑁颍澹濉欤澹觯澹欤悖椋颍悖酰椋簦幔睿洌模疲茫罚颍瑁澹螅铮妫簟螅鳎椋簦悖瑁椋睿纾悖幔睿颍澹洌酰悖澹簦瑁澹牛停桑幔睿洌穑铮鳎澹颍欤铮螅螅澹螅幔睿洌罚椋恚穑恚觯澹簦瑁澹悖铮睿觯澹颍簦澹颍螅穑铮鳎澹颍洌澹睿螅椋簦幔桑欤洌逦椋悖椋澹睿悖裕瑁椋螅裕模疲茫椋螅螅椋恚酰桑幔簦澹洌猓停幔簦欤幔猓樱椋恚酰欤椋睿耄幔睿洌螅椋恚酰欤幔簦椋铮睿颍澹螅酰瑁螅洌澹恚铮睿螅簦颍幔簦澹簦瑁澹幔洌觯幔睿簦幔纾澹铮妫裕模疲茫粒簦欤幔螅?，１５０Ａ，２８ＶｓｗｉｔｃｈｉｎｇｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙｉｓｍａｎｕｆａｃｔｕｒｅｄｂｙｕｓｉｎｇＴＤＦＣ．Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ／ｔｈｒｅｅ—ｌｅｖｅｌ；ｄｏｕＭｅｆｏｒｗａｒｄ；ｓｏｆｔｓｗｉｔｃｈｉｎｇ；ｓｗｊｔｃｈｉｎｇｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙ１引言波電感和電容值均為無窮大．其它器件均為理想器雙管正激變換器克服了單管正激變換器開關(guān)管件。圖ｌ示出ＴＤＦＣ拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。電壓應(yīng)力過高的缺點(diǎn)。而且不需要采用特殊的復(fù)位電路就能可靠地實(shí)現(xiàn)變壓器的磁復(fù)１立【“。更重要的是，與全橋變換器和半橋變換器相比．其在結(jié)構(gòu)上有抗橋臂直通的優(yōu)點(diǎn)．因此已成為應(yīng)用最為普遍的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。三電平變換器可以使開關(guān)管電壓應(yīng)力進(jìn)一步降低．有利于開關(guān)管的選擇；同時(shí)，三電平變換器能減少輸出諧波畸變，提高供電質(zhì)量［２］。結(jié)合二者的優(yōu)點(diǎn)。作者設(shè)計(jì)了一種三電平雙管正激軟開關(guān)圖１’ｌ‘Ｄ－’Ｃ拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)變換器（Ｔｈｒｅｅ一１ｅｖｅｌＤｏｕｂｌｅＦｏｒｗａｒｄｓｏｆｔ．ｓｗｉｔｃｈｉｎｇＴＤＦＣ的一個(gè)周期可分為１２個(gè)階段．圖２示出Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ，ＴＤＦＣ）。通過將兩個(gè)雙管正激軟開關(guān)電各開關(guān)模態(tài)的等效電路，圖３示出其工作波形。下路的變壓器初級(jí)串聯(lián)，次級(jí)并聯(lián)。從而使變換器同面以一路雙管正激電路為例，介紹其具體工作過程。時(shí)具有三電平電路和雙管正激軟開關(guān)電路的優(yōu)點(diǎn)．在％時(shí)刻之前，主開關(guān)管ＶＱ。，，ＶＱ以和輔助開很適合應(yīng)用于初級(jí)輸入電壓高，輸出功率大的關(guān)管ＶＱ心均處于關(guān)斷狀態(tài)，諧振電容電壓“凸＝ｕ，，功率變換場合［引。負(fù)載電流厶流過續(xù)流二極管ＶＤ。。２電路工作原理（１）開關(guān)模態(tài)１［￡ｏ，￡１］（見圖２ａ）在如時(shí)刻開假定輸入濾波電容值Ｅ。，既為無窮大，且參數(shù)通ＶＱｄ，諧振電感￡。和諧振電容Ｃ。開始諧振工作，在ｆ。時(shí)刻，諧振電感電流也達(dá)到最大值，Ｍ凸下降為完全一致，則既＝既＝鞏／２，變壓器漏感為‰，輸出濾零。在ｔ。時(shí)刻ｉｈ＿０，“凸＝一Ｕ。，主開關(guān)管ＶＱ。，，ＶＱ止兩定稿日期：２００５—０７—３０端電壓開始下降到零：作者簡介：閏之峰（１９７８一），山東聊城人，男，博士研究ｒｒ生．研究方向電力電子與電力傳動(dòng)。玩（￡）＝』爭ｓｉｎ∞。（￡一￡ｏ）（１）１８萬方數(shù)據(jù)＝絲三塞±壘重里絲絲垂叁奎絲叁塹塞“ｃａ（￡）＝以ｃｏ蚴。（￡一￡ｏ）（２）式中Ｚａ＝Ｖｉ萬ｃｃ，。：、廠麗于ｃａ限制了ＶＱ“和ＶＱ以上的電壓上升率，ＶＱ。，和ＶＱ止為零電壓關(guān)斷。在￡，時(shí)刻，ｕ凸上升到零：ｕ＆（ｆ）＝一凈＋寺（Ｈｚ）（５）“班等＋等（ｆ＿Ｄ一壺等卜Ｄ２（６）（４）開關(guān)模態(tài)４［ｆ３，￡。］（見圖２ｄ）￡Ｍ與Ｃ。諧振工作，南流過續(xù)流二極管ＶＤ，，在ｆ。時(shí)刻，ｕ薩鞏／２：ｕ凸（ｔ）＝，Ｍ（＋）ｚＭｌｓｉｌｌ６ＤＭｌ（ｔ—ｆ３）（７）矗（ｆ）＝ｉＭ（￡）：０ｋ（＋）ｃｏｓ６口Ｍ。（￡一島）（８）式中磊，＝、／云了百ｃｃ，Ⅲ＝ｌ／、／瓦百（５）開關(guān)模態(tài)５［￡。，ｆ，］（見圖２ｅ）當(dāng)ｕ＆上升到Ｕ。后，二極管ＶＤ。。，ＶＤ以，ＶＤａ３，ＶＤｄ導(dǎo)通，將Ｍ凸箝位在Ｕ。，在￡，時(shí)刻，勵(lì)磁電流ｉＭ減小到零，變壓器完成磁復(fù)位：“啦，Ｍ（＋）、／?＿（案練）２一警（㈦（９）（６）開關(guān)模態(tài)６［￡，，￡６］（見圖２ｆ）ｉｏ流過ＶＤ『，繼續(xù)為負(fù)載提供能量。在％時(shí)刻，ＶＱ∞開通，另一路雙管正激電路工作，開始下半個(gè)周期（ｅ）【’４～０５】（Ｄ【‘５～‘６】圖２各開關(guān)模態(tài)等效電路工作，其工作過程和上半個(gè)開關(guān)周期完全一樣。３仿真研究｝；ｊｒ舟＿．；；在雙管正激軟開關(guān)變換電路中，由于諧振電路ｄＫ｝《‘存在能量損耗，使得ｕ凸小于Ｕ。，沒有真正實(shí)現(xiàn)主開，、｜【廠ｂ１關(guān)管的零電壓導(dǎo)通［引。ＴＤＦＣ電路采用巧妙的電路設(shè)｛Ｉｌｕ／｜Ｉ，Ｌ—計(jì)，提高了ＭＤ，使其大于Ｕ。，達(dá)到了主開關(guān)管零電｝｝滬“。／２：壓導(dǎo)通的目的，從而進(jìn)一步提高了變換器效率。利用?！瘛В?，４ｌ～，Ｍａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ對(duì)ＴＤＦＣ和雙管正激軟開關(guān)變換器ｒＩ＿，進(jìn)行了仿真，圖４示出仿真波形。通過對(duì)比，進(jìn)一步，，Ｍ（，ｊｌ———一＿＇＿—‘；一證實(shí)了ＴＤＦＣ的優(yōu)越性。Ｉｋ、，；．｛．；？ｌｌ圖３工作波形之４。。｝喜４楚３００｝．營３（２）開關(guān)模態(tài)２［ｔ。，ｔ２］（見圖２ｂ）在￡Ｉ時(shí)刻零電壓開通ＶＱ。。和ＶＱ止，加在變壓器初級(jí)繞組上的電；｛００［享ｌｉ：。豐ｉ：壓為以。／２，在￡：時(shí)刻關(guān)斷ＶＱ。。，ＶＱａ２。Ｅ２．５２．５５２．６２６５２．７２．７５２．８勵(lì)磁電流為：如（￡）＝祟Ｌ（￡一￡，）ｆ，ｍＳ（３）（ａｌｊｊ電平雙符正激軟開關(guān)變換器仿真波形厶ＬＭ式中三『～變壓器初級(jí)激磁電感變壓器初級(jí)電流為：ｉ，（￡）＝等＋—竿（Ｈ－）（４）（３）開關(guān)模態(tài)３［￡２，ｆ３］（見圖２ｃ）在ｆ：時(shí)刻關(guān)斷率２．５５２．６２．６５２．７２．７５２．８２．８５２．９ｆ／ｍｓＶＱ。。的ＶＱ以后，整流管ＶＤ。導(dǎo)通，負(fù)載折合到初級(jí)（ｂ）壩銷’正激軟開關(guān)變換器仿真波形的電流ｉ。和ｉＭ通過ＶＤ止和ＶＤ以同時(shí)給ｃａ充電，由圖４仿真波形１９萬方數(shù)據(jù)第４０巷第１期電力電子技術(shù)Ｖ０１．４ｕ，州ｏ．１至鯉魚圭蘭旦４！！些??！曼?。。?！墊墜ｉ墼??！壘型！垡！三鯉魚試驗(yàn)結(jié)果ＴＤＦｃ技術(shù)研制的開關(guān)電源具有體積小、重量輕、效由于ＴＤＦｃ同時(shí)具有三電平電路和雙管正激變率高、可靠性高、電磁干擾小的優(yōu)點(diǎn)，應(yīng)用前景較好。５換器的優(yōu)點(diǎn)．很適合于初級(jí)輸入電壓高．輸出功率大的功率變換場合．而且與半橋和全橋變換器相比，結(jié)論三電平雙管正激軟開關(guān)變換器和兩電平正激變ＴＤＦＣ不存在直通危險(xiǎn)．因此該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)具有很高的可靠性［ｓ］和較強(qiáng)的工業(yè)應(yīng)用價(jià)值。作者在理論分析的基礎(chǔ)上，成功研制了１５０刖２８Ｖ的開關(guān)電源，其工作頻率為１００ｋＨｚ。圖５示出實(shí)驗(yàn)波形。換器相比具有以下優(yōu)點(diǎn)：（１）由于三電平雙管正激軟開關(guān)變換器采用兩套雙管正激變換器組合而成，并交替工作。因此提高了變換器的輸出功率，縮小了變換器的體積和重量；（２）三電平雙管正激軟開關(guān)變換器的諧振電容簿（ａ）二三電平雙符正激軟開關(guān)變換器辛符＿ｆ【ｊ驅(qū)動(dòng)波形電壓高于初級(jí)的輸入電壓．從而可以真正實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的軟開關(guān)．進(jìn)一步減小開關(guān)損耗，有利于提高變換器的效率：（３）三電平雙管正激軟開關(guān)變換器可以減小開關(guān)管的電壓應(yīng)力，有利于開關(guān)管的選擇，同時(shí)，三電平變換器能減少輸出諧波畸變，提高供電質(zhì)量。參考文獻(xiàn)扛４卅斗葉：一…阮新波．直流開關(guān)電源的軟開關(guān)技術(shù)［Ｍ］．北京：科學(xué)出版社．２０００．【２】龔廣海．三電平雙管正激變換器的研究【Ｄ】．浙江大學(xué)【碩圖５實(shí)驗(yàn)波形士學(xué)位論文］．２００２．［３】馮翰．雙管正激變換器組合技術(shù)的研究【Ｄ］．浙江大學(xué)由圖５ａ示出的ＴＤＦＣ驅(qū)動(dòng)電壓和主開關(guān)電壓波形可見．主開關(guān)實(shí)現(xiàn)了真正的軟開關(guān)：由圖５ｂ示出的雙管正激軟開關(guān)變換器的驅(qū)動(dòng)電壓和主開關(guān)管電壓波形發(fā)現(xiàn)，驅(qū)動(dòng)脈沖到來時(shí)．主開關(guān)兩端仍有將近１００Ｖ的電壓，未真正實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。因此，采用［４】［碩士學(xué)位論文】，２００１．閆之峰．一種雙管正激ｚＶＴ—ＰｗＭ開關(guān)電源的研制【Ｊ】．電力電子技術(shù)，２００５，３９（１）：８６～８８．【５］王聰．軟開關(guān)功率變換器及其應(yīng)用［Ｍ】．北京：科學(xué)出版社．２０００．（上接第１３頁）逐漸變“胖”．其變化是無級(jí)的，可以實(shí)現(xiàn)電壓利用率（線與相電壓的峰值比）在１．１５～２之間連續(xù)調(diào)節(jié)，實(shí)現(xiàn)了在整個(gè)線電壓變化范圍內(nèi)每～相一直有最大數(shù)目的單元模塊參加疊加．以及利用５結(jié)論高壓變頻技術(shù)面臨的問題實(shí)際上就是產(chǎn)品所要處理的高壓要求與電力電子器件耐壓不足兩者之間的巨大落差。這種落差的存在也為研究工作提供了巨大的想像空間，多電平的技術(shù)路線也為控制算法的研究提供了極大的自由度．本文只是簡單介紹了幾種實(shí)用的方法，希望為同行提供一定參考?，F(xiàn)有設(shè)備實(shí)現(xiàn)盡可能大的線電壓輸出．從而始終保證逆變單元具有最高的利用率。最佳的輸出線電壓波形和最小的諧波。經(jīng)國家權(quán)威機(jī)構(gòu)現(xiàn)場實(shí)際測試，運(yùn)行在３０～５０Ｈｚ范圍內(nèi)時(shí)，其輸出線電壓諧波小于２．５９％．參考文獻(xiàn)［１】馬志剛，張皓．電力變換技術(shù)中的波形連續(xù)變換方法【Ｐ］．國家發(fā)明專利：ｚＬ９８１１７１９７．４，１９９８．［２】韓安榮．通用變頻器及其應(yīng)用（第２版）［Ｍ】．北京：機(jī)械工業(yè)出版社．２０００．【３】ｔ『５ｍｓ憾（ａ）５０Ｈｚｆｆｓｍｓ『格ｆｂｌ３０ＨｚＰＷＨａｍｍｏｎｄ．ＡＮｅｗＡｐｐｍａｃｈｔ０ＥｎｈａｎｃｅＰｏｗｅｒＱｕａｌｉ—ｔｙｆｂｒＭｅｄｉｕｍＶ０１ｔａｇｅＤｒｉｖｅｓ【Ａ］．ＰｅｔｒｏｌｅｕｍａｎｄＣｈｅｍｉｃａｌＩｎｄｕｓｔｒｙＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅＲｅｅｏｒｄ７９５［Ｃ】．１９９５：２３１～２３５．圖７ＣｗＭ裝置輸出ｏ，６相電壓ｕ。，‰波形萬方數(shù)據(jù)一種三電平雙管正激軟開關(guān)變換器研究作者單位：刊名：英文刊名：年，卷(期)：被引用次數(shù)：閆之峰，馬曉軍，魏曙光，YANZhi-feng，MAXiao-jun，WEIShu-guang裝甲兵工程學(xué)院,北京,100072電力電子技術(shù)POWERELECTRONICS2006,40(1)3次參考文獻(xiàn)(5條)1.阮新波直流開關(guān)電源的軟開關(guān)技術(shù)20002.龔廣海三電平雙管正激變換器的研究[學(xué)位論文]20023.馮翰雙管正激變換器組合技術(shù)的研究20014.閆之峰一種雙管正激ZVT-PWM開關(guān)電源的研制[期刊論文]-電力電子技術(shù)2005(01)5.王聰軟開關(guān)功率變換器及其應(yīng)用2000引證文獻(xiàn)(3條)1.石勇輸出倍頻級(jí)聯(lián)不對(duì)稱半橋三電平DC/DC變換器[期刊論文]-電力電子技術(shù)2021(1)2.吳小華.閆奎多用途智能充電器的設(shè)計(jì)與研究[期刊論文]-機(jī)電一體化2021(7)3.何仁平.魏偉新型自然軟開關(guān)變流技術(shù)研究[期刊論文]-電力電子技術(shù)2021(4)2005年12月重慶大學(xué)學(xué)報(bào)(自然科學(xué)版Dec.2005第28卷第12期JournalofChongqingUniversity(N?tur?lScienceEditionVo.l28No.12文章編號(hào):1000-582X(200512-0027-05移相全橋軟開關(guān)變換器拓?fù)浞治?陳柬,陸治國(重慶大學(xué)電氣工程學(xué)院,重慶400030摘要:移相全橋軟開關(guān)變換器從基本的移相全橋(FB零電壓(ZVS脈寬調(diào)制(PWM變換器,發(fā)展到移相全橋零電壓零電流(ZVZCSPWM變換器,及移相全橋零電流(ZCSPWM變換器,進(jìn)而又產(chǎn)生一系列其它新型的移相全橋電路,構(gòu)成了這一類很具有發(fā)展和應(yīng)用前景的變換器.比較分析了上述3類主要的移相全橋軟開關(guān)變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、工作特點(diǎn)和各自的優(yōu)缺點(diǎn).改進(jìn)的FB-ZVS-PWM變換器擴(kuò)大了滯后臂ZVS負(fù)載范圍.FB-ZVZCS-PWM變換器解決了滯后臂軟開關(guān)負(fù)載范圍問題,滯后臂較適合用絕緣柵極雙極型晶體管(IGBT.FB-ZCS-PWM變換器可以實(shí)現(xiàn)各個(gè)功率管的ZCS,更適合大功率場合.關(guān)鍵詞:移相;零電壓開關(guān);零電流開關(guān);零電壓零電流開關(guān);變換器中圖分類號(hào):TM910.1文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼:A移相PWM控制方式是近年來在全橋變換電路中廣泛應(yīng)用的一種軟開關(guān)控制方式.這種控制方式實(shí)際上是諧振變換技術(shù)與常規(guī)PWM變換技術(shù)的結(jié)合.移相全橋軟開關(guān)電路有效降低了電路的開關(guān)損耗和開關(guān)噪聲,減少了器件開關(guān)過程中產(chǎn)生的電磁干擾,為變換器裝置提高開關(guān)頻率和效率降低尺寸及重量提供了良好的條件.同時(shí),還保持了常規(guī)的全橋PWM電路中拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡潔,控制方式簡單,開關(guān)頻率恒定,元器件的電壓和電流應(yīng)力小等一系列優(yōu)點(diǎn).1移相FB-ZVS-PWM變換器1.1基本的移相FB-ZVS-PWM變換器移相全橋零電壓PWM軟開關(guān)的實(shí)際電路如圖1所示[1-3].圖1基本的移相FB-ZVS-PWM變換器圖2是Q1~Q4的開關(guān)控制波形.與常規(guī)的全橋PWM相比,移相式FB-ZVS-PWM變換器具有明顯的優(yōu)勢.利用變壓器漏感和開關(guān)管的結(jié)電容諧振,在不增加額外元器件的情況下,通過移相控制方式,實(shí)現(xiàn)了功率開關(guān)管的零電壓導(dǎo)通與關(guān)斷,減小了開關(guān)損耗,降低了開關(guān)噪聲,提高了效率,減小整機(jī)的體積與重量.其主要缺點(diǎn)為:滯后臂開關(guān)管在輕載下將失去零電壓開關(guān)功能;原邊有較大環(huán)流,增加了系統(tǒng)的通態(tài)損耗;存在占空比丟失現(xiàn)象[3-8].圖2開關(guān)控制波形1.2串聯(lián)飽和電感的改進(jìn)拓?fù)湓谧儔浩鞒跫?jí)串聯(lián)飽和電感Lr的方案中[9],利用Lr的臨界飽和電流特性及儲(chǔ)能,來擴(kuò)大ZVS的負(fù)載范圍,提高輕載時(shí)的輸出效率.與圖1所示變換器相比,它具有明顯的優(yōu)勢:有效擴(kuò)大了零電壓開關(guān)負(fù)載范圍,*收稿日期:2005-08-10作者簡介:陳柬(1981-,女,河南南陽人,重慶大學(xué)碩士,主要從事電力電子與電力傳動(dòng)方向的研究.保持了最小的環(huán)流能量,減小了導(dǎo)通損耗;減小占空比丟失;改善了輸出電壓調(diào)節(jié)特性;減小了副邊整流二極管結(jié)電容的寄生振蕩.1.3輸出濾波電感參與諧振的改進(jìn)拓?fù)溥@種電路在滯后臂開關(guān)管進(jìn)行狀態(tài)轉(zhuǎn)換的短暫期間,使副邊整流二極管不能同時(shí)導(dǎo)通,則輸出濾波電感可被用來參與諧振.與基本的移相式FB-ZVS-PWM變換器相比[9],它具有如下特點(diǎn):輸出濾波電感具有很大的數(shù)值,可以存儲(chǔ)很大的磁場能量,從而大大擴(kuò)展滯后臂開關(guān)管零電壓開關(guān)負(fù)載范圍;減小占空比丟失;輸出電壓可以通過變壓器副邊調(diào)節(jié),原邊保持恒定的占空比,從而可以加快系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng),簡化了控制電路,無需考慮原副邊的隔離;飽和電感使副邊整流二極管結(jié)電容的寄生振蕩可忽略不計(jì),副邊可以不考慮緩沖器的設(shè)計(jì).1.4有源鉗位型改進(jìn)拓?fù)溽槍?duì)高壓大功率場合整流管的寄生電容與變壓器漏感相互作用會(huì)導(dǎo)致整流管輸出電壓產(chǎn)生過沖及振蕩現(xiàn)象的問題,常用的抑制方法有整流管兩端并聯(lián)阻容吸收回路,采用無源鉗位吸收電路,或使用低漏感變壓器及諧振電感等,存在的問題是吸收電路損耗大、影響效率,或者能抑制電壓過沖但無法完全消除振蕩現(xiàn)象.文獻(xiàn)[9]提出一種在整流管輸出端并聯(lián)有源鉗位吸收電路的方法,不僅能有效抑制整流管電壓過沖和振蕩現(xiàn)象,而且鉗位回路本身損耗很小,變換器具有較高效率.1.5增加輔助電路的改進(jìn)拓?fù)溥@種電路的基本方法是,給滯后臂并聯(lián)一個(gè)輔助諧振電路,利用輔助電路中的電感幫助漏感實(shí)現(xiàn)滯后臂開關(guān)管的ZVS.此種方法在三相電壓型逆變器設(shè)計(jì)中是最常用的軟開關(guān)手段之一.1.6其它改進(jìn)拓?fù)鋵⒁粋€(gè)續(xù)流二極管增加到輸出端,并且在原邊增加由電阻、電容組成的吸收電路[10],如圖3所示.在變換器的鉗位續(xù)流期,大部分電流經(jīng)過外加續(xù)流二極管,降低了輸出濾波電感電流對(duì)原邊的影響.但是,外加續(xù)流二極管并不影響移相臂的/線性0切換,這是因?yàn)樵谕饧永m(xù)流二極管導(dǎo)通之前,移相臂的線性切換已經(jīng)完成.外加二極管的作用就是消除移相臂切換行為發(fā)生后的輸出濾波電感對(duì)原邊的反射,降低了鉗位續(xù)流期間原邊電流的短路效應(yīng),減少了環(huán)流期間的導(dǎo)通損耗,提高了能量的傳輸效率.在變壓器原邊增加由電阻、電容組成的壓吸收電路使電流尖峰得到了明顯的抑制.圖3增加吸收電路和續(xù)流二級(jí)管的變換器另外,文獻(xiàn)[11]介紹了利用能量恢復(fù)緩沖器的軟開關(guān)變換器.2移相FB-ZVZCS-PWM變換器近年來IGBT得到了迅速的發(fā)展及廣泛的應(yīng)用,由于它具有較高的耐壓值,較低的通態(tài)損耗,較大的功率密度和較低的成本,更適用于大功率場合[12-15].FB-ZVZCS-PWM變換器就比較適合IGBT.2.1飽和電感型FB-ZVZCS-PWM變換器如圖4所示,這種在變壓器初級(jí)串聯(lián)隔直電容及飽和電感作為反向阻斷電壓源,來復(fù)位初級(jí)電流的方案[13,16-17],拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡單,實(shí)現(xiàn)了有效的軟開關(guān)特性,電路中的占空比丟失幾乎可以忽略.但由于實(shí)際運(yùn)行中飽和電感上有很大損耗,飽和電感磁芯的散熱問題是一個(gè)很需要解決的問題.圖4全橋ZVZCS-PWM變換器2.2有源鉗位型FB-ZVZCS-PWM變換器在整流管輸出端并聯(lián)有源鉗位電路,作為反向阻斷電壓源來復(fù)位初級(jí)電流.鉗位電路不僅對(duì)整流電壓起鉗位作用,同時(shí)也為滯后橋臂功率管創(chuàng)造了ZCS條件[18].不足之處是需使用額外的有源開關(guān),降低了輸出效率.2.3輔助電路型FB-ZVZCS-PWM變換器采用變壓器輔助繞組和輔助電路來使初級(jí)電流復(fù)位,優(yōu)點(diǎn)是輔助電路中沒有耗能元件,整流管電壓應(yīng)力和初級(jí)環(huán)流均較小,不足之處是輔助繞組的參數(shù)設(shè)計(jì)比較復(fù)雜[19].2.4復(fù)合型FB-ZVZCS-PWM變換器文獻(xiàn)[20]提出在變壓器次級(jí)采用耦合輸出電感及輔助電路使初級(jí)電流復(fù)位的方案,沒有耗能元件或,,28重慶大學(xué)學(xué)報(bào)(自然科學(xué)版2005年管通過諧振可以實(shí)現(xiàn)/軟換流0[20].比較分析上述幾種變換器拓?fù)?文獻(xiàn)[20]提出的方案較易于工程實(shí)現(xiàn),有較大的實(shí)用價(jià)值.2.5其它FB-ZVZCS-PWM變換器圖5是一個(gè)帶能量恢復(fù)緩沖器的FB-ZVZCS-PWM變換器.利用一個(gè)能量恢復(fù)緩沖器,來代替附加抽頭式電感和飽和電抗器,以減小電流應(yīng)力.變換器可以減少慣性間隙的環(huán)路電流.使用簡化的能量緩沖器可以使環(huán)路電流和次級(jí)暫態(tài)過電壓最小化.圖5其它FB-ZVZCS-PWM變換器能量恢復(fù)緩沖器和輸出電感Lf一起減小了環(huán)路電流.緩沖二極管Ds4和輸出電容Cf連在一起用于對(duì)從次級(jí)電壓VT2到輸出電壓V0的緩沖電容電壓Vcs2鉗位[21].因此,簡化的FB-ZVZCS-PWM變換器可以減小次級(jí)的暫態(tài)過電壓和環(huán)路電流.這個(gè)簡化的緩沖器也把開關(guān)損耗恢復(fù)到負(fù)載.3移相FB-ZCS-PWM變換器圖6是一種電流源型FB-ZCS-PWM變換器[22],其外特性與升壓電路(Boost一樣,Lb是升壓電感,Cr是諧振電容.變換器采用移相控制,Q3和Q4的驅(qū)動(dòng)信號(hào)分別超前于Q1和Q2.同一橋臂的上下兩管之間有一個(gè)重疊的開關(guān)時(shí)間,用來創(chuàng)造零電流開關(guān)條件.它的特點(diǎn)是:1輸出整流管自動(dòng)實(shí)現(xiàn)ZVS和ZCS換流;2采用固定頻率控制和移相PWM控制技術(shù);3在實(shí)現(xiàn)ZCS的同時(shí),變換器能保證較寬的負(fù)載調(diào)節(jié)范圍;4如果將升壓電感移到交流電壓輸入側(cè),則可以實(shí)現(xiàn)單級(jí)功率因數(shù)校正(PFC.但是對(duì)電路參數(shù)的要求很嚴(yán)格,如果保護(hù)措施不當(dāng),很容易產(chǎn)生過壓而損壞開關(guān)管.圖6電流源型FB-ZCS-PWM變換器圖7介紹了一種電壓源型的FB-ZCS-PWM變換器,存在的問題是:所選用的輔助管額定功率必須與初級(jí)開關(guān)管相當(dāng),增加了成本.圖7電壓源型FB-ZCS-PWM變換器4其它新型移相全橋電路4.1半橋和全橋組合的電路拓?fù)渲麟娐啡鐖D8所示,該電路是由一個(gè)半橋部分和一個(gè)全橋部分組合而成.開關(guān)管Q1、Q2以及變壓器T1構(gòu)成半橋部分;開關(guān)管Q1、Q2、Q3、Q4和變壓器T2構(gòu)成全橋部分.Q1、Q2是共用的開關(guān)管.2個(gè)變壓器的副邊電壓經(jīng)疊加、整流后輸出給負(fù)載.整流輸出端并有二極管D9用于輸出電流的續(xù)流;還有由CZ、DZ1、LZ、DZ2構(gòu)成的鉗位電路用于減小占空比的丟失.電路采用移相控制策略,可以實(shí)現(xiàn)輸出電壓控制.圖8主電路原理圖這種電路克服了傳統(tǒng)的移相全橋的缺點(diǎn),大幅度的擴(kuò)大了負(fù)載的適用范圍,即使在輕載的工作環(huán)境下也能實(shí)現(xiàn)4個(gè)主開關(guān)管的軟開關(guān),實(shí)現(xiàn)了真正意義上的全程ZVS.同時(shí)副邊鉗位電路的存在,也減小了占空比的損失[23].4.2帶抽頭電感的軟開關(guān)FB-PWM變換器在變換器拓?fù)淅锢靡粋€(gè)抽頭電感濾波器,擴(kuò)大了軟開關(guān)負(fù)載范圍.而沒有使用附加的諧振電路和(或輔助開關(guān)器件,就可以大大減小電路中的環(huán)流量[24].如圖9所示,抽頭電感濾波器用在變換器輸出端,.29第28卷第12期陳柬,等:移相全橋軟開關(guān)變換器拓?fù)浞治鲇跓o源鉗位元件整流電壓當(dāng)懸空時(shí)鉗位在正極.因此,整流二極管(二者之一就反向偏置,輸出電感電流流過懸空端的懸空二極管D7.于是通過變壓器和初級(jí)電路的環(huán)路電流就得到了抑制.開關(guān)Q3開通時(shí)工作在ZVS和ZCS狀態(tài),關(guān)斷時(shí)工作在ZVS狀態(tài);Q4開通和關(guān)斷時(shí)都工作在ZCS狀態(tài).圖9帶抽頭電感的軟開關(guān)PS-PWM變換器4.3隔離交錯(cuò)的移相ZVS-PWM變換器為了實(shí)現(xiàn)高容量的功率密度,低的電磁干擾(EMI和低成本,介紹一種新型隔離交錯(cuò)的移相ZVS-PWM變換器.它由2個(gè)半橋組成,不用輔助電路即可實(shí)現(xiàn)ZVS[25].如圖10所示,有并聯(lián)型和串聯(lián)型2種.變壓器T1和T2具有相同的變比,并考慮勵(lì)磁電感和漏感.通過變換器2個(gè)支路之間的電壓移相而控制功率傳輸,每個(gè)支路工作半個(gè)周期.在這種方式下,就可以保證高頻變壓器的退磁.通過分析移相控制的一個(gè)周期的工作狀態(tài),以看出開關(guān)控制是交錯(cuò)式的.除此之外,所有的開關(guān)管都可以工作在Z