CMOS射頻集成電路設(shè)計(jì)-CMOS射頻振蕩器

CMOS射頻振蕩器8.1概述8.2振蕩器的主要指標(biāo)8.3振蕩器的工作原理8.4環(huán)形振蕩器8.5LC振蕩器8.6壓控振蕩器8.7振蕩器的干擾和相位噪聲8.8-相位噪聲帶來的問題與設(shè)計(jì)優(yōu)化8.94~6GHz寬頻帶CMOSLC壓控振蕩器設(shè)計(jì)實(shí)例8.10本章小結(jié)習(xí)題

8.1概述振蕩器(oscillator)是將直流電源能量轉(zhuǎn)換成交流能量的電路。振蕩器必須有正反饋和足夠的增益以克服反饋路徑上的損耗,同時還需要有選頻網(wǎng)絡(luò)。振蕩器是無線射頻通信系統(tǒng)中非常重要的部件。振蕩器的設(shè)計(jì)之所以非常困難,原因在于我們利用了非線性電路的固有特征,而且這種特征是不能用線性系統(tǒng)的理論來全面解釋的。例如,小信號線性電路模型無法全面解釋有源器件內(nèi)部負(fù)載的反饋機(jī)制。另外,由于振蕩器要向后一級電路輸出功率,因此與工作頻率有關(guān)的輸出負(fù)載常常與之有重要關(guān)聯(lián)。

8.2振蕩器的主要指標(biāo)

8.2.1普通振蕩器指標(biāo)1.振蕩頻率

對于環(huán)形振蕩器來說,振蕩頻率與串行單元的延遲量以及串行單元的個數(shù)有關(guān);對于LC振蕩器來說,振蕩頻率與諧振回路的電感及等效電容有關(guān)。

2.振蕩幅度

對于環(huán)形振蕩器來說,振蕩幅度和串行單元的負(fù)載及電源電壓有關(guān);對于LC振蕩器來說,振蕩幅度涉及有源器件的跨導(dǎo)和偏置電流。

3.相位噪聲

相位噪聲指當(dāng)載波頻率為ω0,在偏離中心頻率Δω處,單位赫茲內(nèi)的單邊帶噪聲功率譜密度與載波功率之比的分貝數(shù),單位為dBc/Hz。相位噪聲是振蕩器的一個重要指標(biāo),體現(xiàn)了振蕩器的主要性能之一。關(guān)于這個指標(biāo)在后續(xù)將作詳細(xì)介紹。

4.振蕩頻率的準(zhǔn)確度和穩(wěn)定度

1)振蕩頻率的準(zhǔn)確度振蕩頻率的準(zhǔn)確度又叫頻率精度,是指振蕩器在規(guī)定的條件下,實(shí)際振蕩頻率f與要求的標(biāo)稱頻率f0之間的偏差(或稱頻率誤差),即

式中,Δf稱為絕對頻率準(zhǔn)確度。

為了合理評價(jià)不同標(biāo)稱頻率振蕩器的頻率偏差,振蕩頻率準(zhǔn)確度也常用相對值來表示,即

式中,稱為相對頻率準(zhǔn)確度或相對頻率偏差。

通常,測量頻率準(zhǔn)確度時,要反復(fù)多次進(jìn)行,因而Δf應(yīng)該采用多次實(shí)測的絕對頻率偏差的平均值。

2)振蕩頻率的穩(wěn)定度

振蕩頻率的穩(wěn)定度是指振蕩器實(shí)際振蕩頻率偏離其標(biāo)稱頻率的變化程度,它指在一段時間內(nèi),振蕩頻率的相對變化量的最大值?？捎霉奖硎緸?/p>

8.2.2壓控振蕩器指標(biāo)

1.中心頻率

壓控振蕩器的中心頻率是指振蕩器的最小振蕩頻率ωmin與最大振蕩頻率ωmax的中間值,即

2.調(diào)諧范圍

壓控振蕩器的調(diào)諧范圍是指振蕩頻率的最高值與最低值的差值,也是最重要的幾個指標(biāo)之一。

3.調(diào)諧增益

調(diào)諧增益表示振蕩器的輸出頻率隨變?nèi)莨芸刂齐妷旱淖兓鸬淖兓?。作為衡量輸出頻率對控制電壓敏感程度的指標(biāo),一般用KVCO來表示。調(diào)諧增益越大,表明電壓波動對輸出頻率的影響越大,由此會對相位噪聲性能造成很大的影響。

4.相位噪聲

與普通振蕩器的相位噪聲定義相同。相位噪聲在頻域角度衡量振蕩器的頻譜純度,它受調(diào)諧范圍、調(diào)諧增益和功耗的影響。改善相位噪聲一直是設(shè)計(jì)中的難點(diǎn)。

5.調(diào)諧線性度

調(diào)諧線性度是用來衡量調(diào)諧增益好壞的指標(biāo)。一般理想當(dāng)中我們希望調(diào)諧線性度保持一個恒定的值。

6.輸出擺幅

輸出擺幅是指振蕩器輸出波形的峰值,是輸出信號最大值和最小值的差。通過增大輸出擺幅,能夠使振蕩器對外部的噪聲干擾不敏感,從而起到改善相位噪聲的作用。增加擺幅的同時會使功耗增加,因此擺幅與功耗需要折中考慮。

7.功耗

振蕩器的功耗與相位噪聲、輸出電壓幅度、工作頻率等密切相關(guān),設(shè)計(jì)在滿足其他指標(biāo)的情況下盡量減小功耗。近幾年,基于CMOS工藝的低功耗振蕩器不斷地被設(shè)計(jì)出來,核心電路典型功耗已經(jīng)降到10mW以下。

8.3振蕩器的工作原理

8.3.1正反饋與巴克豪森條件1.組成與分類反饋式振蕩器是振蕩回路通過正反饋網(wǎng)絡(luò)和有源器件連接構(gòu)成的振蕩電路。反饋式振蕩器實(shí)質(zhì)上是建立在放大和反饋基礎(chǔ)上的振蕩器,這是目前應(yīng)用最多的一類振蕩器。反饋式振蕩器的原理方框圖如圖8-1所示。圖8-1反饋式振蕩器的原理方框圖

反饋式正弦振蕩器應(yīng)包括放大器、反饋網(wǎng)絡(luò)和選頻網(wǎng)絡(luò)。此外,為了使得振蕩器的幅度穩(wěn)定,振蕩器還應(yīng)包含穩(wěn)幅環(huán)節(jié)。其中,選頻網(wǎng)絡(luò)根據(jù)組成元件的不同,可分為LC選頻網(wǎng)絡(luò)、RC選頻網(wǎng)絡(luò)和石英晶體選頻網(wǎng)絡(luò)。所以,根據(jù)選頻網(wǎng)絡(luò)的不同,反饋式正弦波振蕩器可分為LC振蕩器、RC振蕩器和石英晶體振蕩器。

由圖8-1可知,

則

所以,電路振蕩的平衡條件又可寫為

根據(jù)式(8.3.4)可以得到自激振蕩的兩個基本條件:

(1)相位平衡條件:

由式(8.3.5)可知,相位平衡條件實(shí)質(zhì)上就是要求振蕩器在振蕩頻率f0處的反饋為正反饋。

(2)振幅平衡條件:

由式(8.3.6)可知,振幅平衡條件就是要求在f0處的反饋電壓與輸入電壓的振幅等。

要使反饋式振蕩器輸出一個具有穩(wěn)定幅值和固定頻率的交流電壓,式(8.3.5)和式(8.3.6)一定要同時得到滿足,它們適應(yīng)于任何類型的反饋式正弦振蕩器。平衡條件是研究振蕩器的基礎(chǔ),利用振幅平衡條件可以確定振蕩幅度,利用相位平衡條件可以確定振蕩頻率。

2)起振條件

反饋式振蕩器是一個閉合正反饋回路,當(dāng)剛接通電源時,振蕩器回路內(nèi)總存在各種電擾動信號。這些擾動信號的頻率范圍很寬,經(jīng)過振蕩器選頻網(wǎng)絡(luò)選頻后,只將其中某一頻率的信號反饋到放大器的輸入端,成為最初的輸入信號,而其他頻率的信號將被抑制。被放大后的某一頻率經(jīng)過反饋又加到放大器的輸入端,幅度得到放大,在經(jīng)過“放大→反饋→放大→反饋”的不斷循環(huán)后,某一頻率信號的幅度將不斷增大,即振蕩由小到大建立起來了。但是隨著信號幅度的增大,放大器進(jìn)入非線性工作區(qū),放大器的增益隨之下降,最后當(dāng)反饋電壓正好等于原輸入電壓時,振蕩幅度不再增大從而進(jìn)入平衡狀態(tài)。

綜上所述,為了使得振蕩器能產(chǎn)生自激振蕩,開始振蕩時,在滿足正反饋條件的前提下,必須滿足AF>1的條件。起振后,振蕩幅度迅速增大,使得晶體管工作進(jìn)入非線性區(qū),導(dǎo)致放大器的增益A下降,直至AF=1,振蕩幅度不再增大,達(dá)到穩(wěn)幅振蕩。

8.3.2負(fù)阻的概念及負(fù)阻式振蕩器

為了更好地說明負(fù)阻的概念,我們分析如圖8-2(a)所示的電路模型。設(shè)流過電阻R的電流I和端電壓U的關(guān)系如圖8-2(b)所示,即當(dāng)電流I增加ΔI時,端電壓U也隨之增加ΔU,則I

U曲線的斜率倒數(shù)ΔU/ΔI為正。也就是說,R呈現(xiàn)正電阻值,該電阻從外界吸收能量,并轉(zhuǎn)化為熱損耗。

如果電阻R的電流I和端電壓U的關(guān)系曲線變?yōu)槿鐖D8-2(c)所示的形式,當(dāng)電壓減小時,流過R的電流反而增大,即I－U曲線的斜率倒數(shù)ΔU/ΔI為負(fù)。也就是說,R呈現(xiàn)負(fù)電阻值,該電阻不但不消耗能量,反而向外界輸出能量,相當(dāng)于一個功率源。圖8-2正、負(fù)電阻的概念

振蕩器也可看做諧振器與產(chǎn)生“負(fù)電阻”的有源電路耦合而成。這個負(fù)阻恰好抵消了諧振器內(nèi)部的電阻,使振蕩在諧振頻率點(diǎn)能夠維持。圖8-3給出了振蕩電路的一般結(jié)構(gòu),其中阻抗為Z=R＋jX的無源諧振器與輸入阻抗為Zin=Rin+jXin的有源電路相連。根據(jù)基爾霍夫電壓定律有:

為了獲得非0電流,需要Z+Zin=0。將此方程的實(shí)部和虛部分開,則可得到振蕩條件:

由于外部諧振器是無源的,即R>0,因此在諧振條件下Rin<0。振蕩電路只需在諧振頻率附近具有負(fù)的射頻電阻。式(8.3.11)確定了諧振頻率。圖8-3典型的負(fù)阻式振蕩器模型

下面具體分析負(fù)阻式振蕩器的工作原理。圖8-4所示是一個LRC諧振回路,-r是一個負(fù)阻,R是電感寄生電阻。由圖可知,圖8-4負(fù)載振蕩器原理圖

電路的響應(yīng)將受到這些極點(diǎn)的影響,因此,這些電路有如下特性:

(1)當(dāng)δ2>ω20時,兩個極點(diǎn)為不同的實(shí)數(shù),此電路稱為過阻尼(overdamped)電路。此時,電路不產(chǎn)生振蕩。

(2)當(dāng)δ2=ω20時,兩個極點(diǎn)為相同的實(shí)數(shù),此電路稱為臨界阻尼(criticallydamped)電路。此時,電路仍然不產(chǎn)生振蕩。

(3)當(dāng)δ2<ω20時,兩個極點(diǎn)互為共軛,此電路稱為欠阻尼(underdamped)電路。此時,電路將產(chǎn)生振蕩。

8.4環(huán)形振蕩器

環(huán)行振蕩器是由一串延時單元構(gòu)成的環(huán)行電路,為了實(shí)現(xiàn)振蕩它必須滿足正反饋條件。環(huán)行振蕩器的電路模型如圖8-5所示。圖8-5環(huán)行振蕩器電路模型

若不計(jì)電路的延時,為了使得電路產(chǎn)生180°相移,則電路延時應(yīng)滿足條件3td=T/2。若用反相器構(gòu)成延時單元,必須使用奇數(shù)(N>1)個反相器,此時環(huán)行振蕩器的振蕩頻率為

其中,td為單個反相器的延時;Td為總延時。

若使用差分放大器作為延時單元,則既可以使用偶數(shù)級也可以使用奇數(shù)級來實(shí)現(xiàn)環(huán)行振蕩器。圖8-6給出了一個由兩級差分放大器構(gòu)成的環(huán)行振蕩器。圖8-6兩級差分放大器構(gòu)成的環(huán)行振蕩器

8.5LC振蕩器

8.5.1三點(diǎn)式LC振蕩器1.分類與特點(diǎn)

LC振蕩器的選頻網(wǎng)絡(luò)是由電感和電容組成的并聯(lián)諧振電路,按其反饋方式,LC振蕩器可分為互感耦合式振蕩器、電感反饋式振蕩器和電容反饋式振蕩器等三種類型,其中后兩種通常稱為三點(diǎn)式振蕩器。

2.三點(diǎn)式LC振蕩器的工作原理

1)電路組成法則

三點(diǎn)式LC振蕩器是指LC諧振回路的三個端點(diǎn)與晶體管的三個電極分別相接構(gòu)成的一種振蕩電路,圖8-7是三點(diǎn)式LC振蕩器的原理圖。圖8-7三點(diǎn)式LC振蕩器原理圖

2)電感三點(diǎn)式LC振蕩器(哈特萊電路)電感三點(diǎn)式LC振蕩器的實(shí)際電路如圖8-8(a)所示,圖8-8(b)是交流等效電路,圖8-8(c)是開環(huán)小信號等效電路。圖8-8-電感三點(diǎn)式振蕩器

電感三點(diǎn)式LC振蕩器的優(yōu)點(diǎn):一是由于L1和L2之間存在互感,起振容易;二是調(diào)整回路電容改變振蕩頻率時,反饋系數(shù)不變,不影響振蕩幅度。它的主要缺點(diǎn)是:反饋支路為電感,對LC回路中的高次諧波反饋電壓大,振蕩器輸出波形不好。另外,晶體管極間電容與回路電感并聯(lián),在振蕩頻率高時,可能改變電抗性質(zhì),破壞起振條件以致不能振蕩,所以工作頻率沒有電容三點(diǎn)式LC振蕩器高。

3)電容三點(diǎn)式LC振蕩器(考畢茲電路)

圖8-9(a)是電容三點(diǎn)式LC振蕩器實(shí)際電路,圖8-9(b)是交流等效電路,圖8-9(c)是開環(huán)小信號等效電路。

由圖8-9(b)可以看出,回路電抗元件性質(zhì)符合三點(diǎn)式LC振蕩器電路的組成原則,故滿足起振相位條件。振蕩頻率為圖8-9電容三點(diǎn)式振蕩器

4)兩種改進(jìn)型電容三點(diǎn)式LC振蕩器

?克拉潑振蕩器

圖8-10(a)是克拉潑振蕩器的實(shí)際電路,圖(b)是等效電路。它是在圖8-9電容三點(diǎn)式LC振蕩器的電感支路中串入一個可變電容C3得到的,是一個電容三點(diǎn)式LC振蕩器。

最后指出,克拉潑振蕩器是通過調(diào)整C3來改變振蕩頻率的,由式(8.5.16)可看出,C3改變,接入系數(shù)p改變,放大器輸出負(fù)載諧振阻抗將隨之改變,放大器增益也改變。調(diào)整振蕩頻率時,可能因C3過小,振蕩器會因?yàn)椴粷M足振幅起振條件而停振。所以,克拉潑電路只適用于固定頻率或波段很窄的場合,其頻率覆蓋系數(shù)一般只有1.2~1.3。

?西勒振蕩器

西勒振蕩器是在克拉潑振蕩器的基礎(chǔ)上,在電感線圈兩端并聯(lián)一個可變電容C4構(gòu)成的,如圖8-11所示,圖(a)是實(shí)際電路,圖(b)是等效電路。

振蕩頻率為圖8-11西勒振蕩器

例8.1圖8-12是一個三回路振蕩器的等效電路,設(shè)有下列四種情況:

試分析上述四種情況是否都能振蕩,振蕩頻率f0與各回路諧振頻率有何關(guān)系?分別屬于何種類型的振蕩器?圖8-12三回路振蕩器的等效電路

8.5.2差分LC振蕩器

1.CMOS差分LC振蕩器的結(jié)構(gòu)

差分LC振蕩器由差分耦合放大器和諧振電路組成,如圖8-13所示,其中,差分耦合放大器構(gòu)成負(fù)阻。圖8-13(a)中的差分耦合放大器采用NMOS管,圖8-13(b)中的差分耦合放大器采用PMOS管,而圖8-13(c)中的差分耦合放大器采用兩個NMOS管和兩個PMOS管構(gòu)成。圖8-13差分LC振蕩器原理圖

2.差分LC振蕩器的工作原理

根據(jù)圖8-13的差分LC振蕩器原理圖可以得到等效電路,如圖8-14所示。圖8-14

根據(jù)圖8-14(b)列出方程:

可以推導(dǎo)出放大器的輸入電阻(即等效負(fù)阻)為

若gm1=gm2=gm,則有

設(shè)與差分耦合放大器相連的LC諧振電路的并聯(lián)等效電阻為RP,則為了保證電路能夠起振,Rin必須滿足關(guān)系式:

或

對于圖8-13(c)的差分耦合放大器,有

與圖8-13(a)和(b)相比,總的負(fù)阻變大了,因而在相同的偏置電流下,電路更容易滿足起振條件。

8.6壓控振蕩器

8.6.1可變電容器件CMOS工藝可變電容器件主要有四種:變?nèi)荻O管、普通MOS管可變電容、反型MOS管可變電容和積累型MOS管可變電容。

1.變?nèi)荻O管

反向工作二極管是最常使用的容抗管,勢壘電容CT受反向偏置電壓控制,一般在n阱中制作p型有源區(qū)和n型有源區(qū)實(shí)現(xiàn)二極管容抗管。二極管的結(jié)電容隨著控制電壓的改變而變化,通過這樣的方式實(shí)現(xiàn)電路調(diào)諧的功能。

變?nèi)荻O管的勢壘電容CT隨反偏電壓的變化關(guān)系用下式表示:

其中,K為常數(shù),它取決于變?nèi)荻O管所用的半導(dǎo)體材料、雜質(zhì)濃度等;Vf為接觸電位差;U為外加電壓(由于反向偏置,故U<0);m為電容變化系數(shù),它取決于結(jié)的類型,為緩變結(jié)時m≈1/3,為突變結(jié)時m≈1/2,為超突變結(jié)時m≈2。

普通MOS變?nèi)莨艿碾妷赫{(diào)諧特性曲線是不單調(diào)的。這種特性使得在有效電壓控制范圍內(nèi)電容的變化量減少,導(dǎo)致調(diào)諧范圍較小,無法滿足電感電容壓控振蕩器對寬調(diào)諧范圍的需求。

特點(diǎn):調(diào)諧特性非單調(diào)。

3.反型MOS管可變電容

為了獲得更好的調(diào)諧線性度,需要變?nèi)莨茉诳刂齐妷鹤兓秶鷥?nèi)具有一定的線性,通過對普通MOS管連接方式進(jìn)行改變獲得了兩種具有單調(diào)線性的MOS變?nèi)莨?。一種是將PMOS管的襯底接VDD,源極和漏極一起作為電容的一端,柵極為另一端。此時PMOS管工作在反型區(qū),稱為反型MOS管可變電容(I-MOS)。與p型管類似,反型NMOS通過將襯底接地來實(shí)現(xiàn),與PMOS反型電容相比,它具有更小的寄生電阻,但是在CMOS工藝中由于共用p襯底,對襯底噪聲干擾抵抗力更差。

特點(diǎn):調(diào)諧特性單調(diào)。

4.積累型MOS管可變電容

積累型MOS管是在一個n阱內(nèi)制作一個NMOS管,這樣可以使n阱接觸的電子稱為多數(shù)載流子,管子不進(jìn)入反型區(qū)。該結(jié)構(gòu)會帶來更大的調(diào)諧范圍、更低的寄生電阻、更高的品質(zhì)因數(shù)。更好的線性帶來了較小的Kvco,有利于相位噪聲性能的提高。

特點(diǎn):調(diào)諧特性單調(diào),調(diào)諧范圍更大,品質(zhì)因數(shù)更高。

綜上所述,普通MOS管可變電容調(diào)諧范圍小,線性度低,不適用于低相噪要求和寬帶VCO。反型MOS管與積累型MOS管廣泛應(yīng)用于LCVCO中,兩者相比,積累型MOS管可變電容具有更高的Q值,同時減少源漏之間的寄生電容,擴(kuò)展變?nèi)莨艿目烧{(diào)范圍,使得寬帶LCVCO獲得更寬的調(diào)諧范圍和更好的相位噪聲。

5.小結(jié)

(1)變?nèi)荻O管的缺點(diǎn)是在諧振電壓大的時候,pn結(jié)有可能進(jìn)入正偏狀態(tài),增加了漏電流,導(dǎo)致品質(zhì)因數(shù)下降,故在全集成寬調(diào)諧范圍的電感電容壓控振蕩器的設(shè)計(jì)中,變?nèi)荻O管的使用已逐漸淡出。

(2)普通MOS管可變電容是非單調(diào)的,降低了電壓控制范圍,不適合于電感電容壓控振蕩器電路。

(3)反型MOS管和積累型MOS管可變電容是單調(diào)的,適用于電感電容壓控振蕩器,其調(diào)諧范圍主要取決于可變電容的最大值與最小值的比值Cmax/Cmin,同時與諧振電路中固定電容大小以及寄生電容有關(guān)。

(4)采用積累型MOS管的電感電容壓控振蕩器具有更小的功耗和更好的相位噪聲。

8.6.2壓控振蕩器的結(jié)構(gòu)和相位域模型

壓控振蕩器(VCO)的輸出信號相位可以表示為

其中,φ0是振蕩信號的初始相位。

在鎖相環(huán)中,VCO是一個輸入信號為控制電壓Uout、輸出信號為余量相位的模塊,因此VCO的相位域模型是一個理想的積分器,即

8.7振蕩器的干擾和相位噪聲8.7.1振蕩器的干擾1.注入鎖定與牽引在一個自由振蕩的振蕩器和另外一個工作在不同頻率的時鐘之間存在串?dāng)_,特別是當(dāng)兩者的頻率很接近時,自由振蕩器的振蕩頻率將會受到干擾。當(dāng)串?dāng)_較強(qiáng)時,振蕩器的頻率將隨著串?dāng)_頻率變化,并最終與之相同。這種現(xiàn)象稱為振蕩器的“注入鎖定”(injectionlocking)或“注入牽引”(injectionpulling)。

2.負(fù)載牽引

負(fù)載變化:負(fù)載變化會導(dǎo)致VCO頻率發(fā)生變化,這種現(xiàn)象稱為“負(fù)載牽引”(loadpulling)。為了避免負(fù)載牽引,VCO的輸出端應(yīng)有一個輸出緩沖器。

3.電源推進(jìn)

電源變化:射頻振蕩器對電源的變化比較敏感,當(dāng)振蕩器的電源發(fā)生變化時,其振蕩頻率和幅度都可能發(fā)生變化,這種現(xiàn)象稱為“電源推進(jìn)”(supplypushing)。例如在便攜式收發(fā)機(jī)中,功率放大器的開和關(guān)會造成幾百毫伏的電源電壓波動,從而影響振蕩器的正常工作。

8.7.2振蕩器的相位噪聲

振蕩器的相位噪聲是振蕩器設(shè)計(jì)中最重要的指標(biāo)和概念。理解相位噪聲產(chǎn)生的物理機(jī)制,對振蕩器設(shè)計(jì)有重要的指導(dǎo)作用。

理想的振蕩信號可以表示為

由于電路噪聲等原因,實(shí)際的信號表示為

其中,a(t)為幅度上的噪聲,稱為寄生調(diào)幅成分;φn(t)為相位噪聲。

如圖8-15所示,實(shí)際信號近似表示為

因此,相位噪聲頻譜被調(diào)制或搬移到了載波ωc處,如圖8-16所示。圖8-15含相位噪聲的振蕩信號時域波形圖圖8-16振蕩信號的頻譜

8.7.3相位噪聲產(chǎn)生的機(jī)理

1.線性時不變相位噪聲模型(Leeson相位模型)

經(jīng)典振蕩器相位分析是基于所謂的線性時不變模型進(jìn)行的。這個模型最先由Leeson提出,所以人們稱之為信號Leeson相位模型。該模型將相位噪聲解釋為由振蕩器內(nèi)部熱噪聲通過振蕩器環(huán)路轉(zhuǎn)換產(chǎn)生的,在輸出表現(xiàn)為相位噪聲,如圖8-17所示。圖8-17振蕩器線性噪聲模型

式(8.7.11)將相位噪聲分為三個不同的部分,反映到圖上如圖8-18所示。當(dāng)頻率偏差Δω大于ω0/2Q時,相位噪聲與頻率偏差無關(guān);當(dāng)頻率偏差Δω大于ω1/f3而小于ω0/2Q時,這一區(qū)域相位噪聲與頻率偏差的平方成反比,也叫做1/f2區(qū)域;當(dāng)頻率偏差Δω小于ω1/f3時,相位噪聲與頻率偏差的三次方成反比。圖8-18-Leeson相噪曲線

2.Hajimiri線性時變噪聲模型

前面的相位噪聲討論假設(shè)了振蕩器是線性和時不變的。通常線性假設(shè)是合理的,而時不變假設(shè)卻缺乏明顯的依據(jù),因?yàn)檎袷幤鞅举|(zhì)上是時變系統(tǒng)。

線性時變噪聲模型引入了一個脈沖靈敏度函數(shù)(impulsesensitivityfunction,ISF),該函數(shù)在信號幅度最大時有最小值0,在信號過零點(diǎn)時有最大值。根據(jù)該相位噪聲理論,要獲得良好的相位噪聲,有源電路應(yīng)該在ISF最小時對諧振電路充電,盡量采用對稱設(shè)計(jì)可以減小1/f噪聲的影響。

3.Razavi模型

Leeson相位模型是針對LC振蕩器提出的,對于環(huán)形振蕩器并不適用。Razavi提出了針對環(huán)形振蕩器的新模型,用來描述環(huán)形振蕩器的相位噪聲性能。Razavi將振蕩器的開環(huán)品質(zhì)因素定義為

其中,A為環(huán)路增益的幅度;Φ為環(huán)路增益的相位。

再應(yīng)用Leeson相位模型,得到環(huán)形振蕩器在(Δω)-2區(qū)的相位噪聲為

其中,N為延遲單元級數(shù)的函數(shù)。

4.相位噪聲的計(jì)算

相位噪聲定義為噪聲功率密度與載波功率之比的分貝數(shù)(單位為dBc/Hz),即

或用dBm表示為

8.8-相位噪聲帶來的問題與設(shè)計(jì)優(yōu)化8.8.1對鄰近信道造成的干擾

假設(shè)接收機(jī)接收一個中心頻率為ω2微弱信號,其附近有一個發(fā)射機(jī)發(fā)射一個頻率為ω1的大功率信號并伴隨著相位噪聲。此時接收機(jī)希望接收的微弱信號會受到發(fā)射機(jī)相位噪聲的干擾,如圖8-19所示。在900MHz和1.9GHz周圍,頻率ω1和ω2的差可以小到幾十千赫茲,因此LO的輸出頻譜必須非常尖銳,以減小對有用信號的影響。例如,在IS54系統(tǒng)中,相位噪聲在60kHz頻率偏移量上必須小于-115dBc/Hz。

為了說明相位噪聲對接收信號的影響。下面結(jié)合圖8-20,通過例8.2來做具體解釋。圖8-19相位噪聲對接收信號的影響圖8-20相位噪聲和有用信道的分布

例8.2有用信道的帶寬是30kHz,信號功率與相距60kHz干擾信道相比低60dB。那么,為了使信噪比達(dá)到15dB,干擾信道的相位噪聲在偏移量為60kHz時應(yīng)為多少?

8.8.2倒易混頻

當(dāng)接收機(jī)同時接收有用信號和相鄰信道的強(qiáng)干擾信號時,本振的相位噪聲對接收信號的影響和干擾如圖8-21所示。

當(dāng)圖8-21中的有用信號和本振信號經(jīng)混頻后產(chǎn)生中頻信號,同時本振的相位噪聲和相鄰信道的強(qiáng)干擾信號經(jīng)混頻后,相位噪聲也被搬移到中頻,因此對有用信號造成干擾。這種干擾稱為倒易混頻(reciprocalmixing)圖8-21

8.8.3對星座圖的影響

理想情況下的星座圖的各點(diǎn)應(yīng)該在各個方格的中心位置,但一旦本振存在相位噪聲,就會造成實(shí)際的星座圖上的各點(diǎn)相對于中心發(fā)生旋轉(zhuǎn),在通信系統(tǒng)性能上導(dǎo)致誤碼率升高,如圖8-22所示。圖8-22本振相位噪聲對星座圖的影響

8.8.4設(shè)計(jì)優(yōu)化

1.相位噪聲考慮

LC振蕩器的核心是LC諧振回路。而L的質(zhì)量直接影響整個諧振回路的性能。對于LC振蕩器來說,相位噪聲的主要來源有:LC回路噪聲、負(fù)阻互耦對噪聲和電流源噪聲等。

2.電流源作用及優(yōu)化

在電流偏置型振蕩器中,電流源對相位噪聲有很大的影響。如果在CMOS振蕩器的共源端加一個理想的電流源,如圖8-23所示,則構(gòu)成一個電流型偏置振蕩器。圖8-23

3.電流復(fù)用技術(shù)

電流復(fù)用技術(shù)是功耗設(shè)計(jì)中經(jīng)常采用的一種技術(shù)。采用這個技術(shù)的振蕩器稱為互補(bǔ)差分振蕩器,如圖8-24所示。它同時利用了PMOS管和NMOS管互耦對來提供負(fù)阻,其電流源提供的電流在PMOS互耦對和NMOS互耦對之間得到了復(fù)用。圖8-24互補(bǔ)差分LC振蕩器電路圖

4.噪聲濾波技術(shù)

電流源在差分LC振蕩器中起到了兩方面的作用:一方面是設(shè)置了振蕩器的偏置電流;另一方面是在互耦對的共源點(diǎn)和地之間插入了一個高阻抗通道。恰恰是這個高阻抗通道降低了線性區(qū)工作的互耦對晶體管給諧振電路的額外損耗。

為了提高阻抗,在電流源和互耦對的共源點(diǎn)之間插入一個電感,如圖8-25所示。圖8-25噪聲濾波原理圖

5.LDO應(yīng)用

低壓差線性穩(wěn)壓器(lowdropoutvoltageregulator,簡稱LDO)是一個能夠在外界電壓波動,輸出電流發(fā)生變化依然能夠快速穩(wěn)定輸出電壓的電路模塊。

電源噪聲的主要來源有穩(wěn)壓電路自身的噪聲、外部供電電源的噪聲、作為電源電路負(fù)載的其他模塊電路產(chǎn)生的噪聲。通過提高電源電路的電源抑制比性能,能夠有效降低外部供電設(shè)備帶來的外部噪聲;設(shè)計(jì)低輸出噪聲的線性穩(wěn)壓電源的關(guān)鍵就是降低穩(wěn)壓源本身噪聲和增強(qiáng)電源抑制比性能。

8.94~6GHz寬頻帶CMOSLC壓控振蕩器設(shè)計(jì)實(shí)例

8.9.1選擇電路結(jié)構(gòu)整體電路由一個低輸出噪聲的LDO及一個寬帶壓控振蕩器組合而成,如圖8-26所示。圖8-26振蕩器整體電路框圖

在圖8-26中,電感電容壓控振蕩器一般都由諧振單元、負(fù)阻管和偏置尾流源組成。按照使用晶體管的種類區(qū)分有:只用NMOS管的VCO、只用PMOS管的VCO、兩種MOS管都用的互補(bǔ)型VCO。從偏置電流源的角度分析,含有在頂部或底部的偏置電流源,還有無尾流源的結(jié)構(gòu)。

圖8-27所示為只使用NMOS管作為負(fù)阻管的LCVCO,這種結(jié)構(gòu)能夠提供比互補(bǔ)型電路更好的相位噪聲,且負(fù)阻對管具有更快的開關(guān)速度。圖8-28所示為PMOS管作為負(fù)阻管的結(jié)構(gòu),與NMOS管的結(jié)構(gòu)相比,在相同跨導(dǎo)下,PMOS管的漏電流熱噪聲更小,并且在截止頻率時的電流增益很小。只使用一種管子做負(fù)阻的結(jié)構(gòu)在減小閃爍噪聲方面具有一定的優(yōu)勢,并且相位噪聲相對較小,其提供的輸出電壓擺幅能夠突破電源電壓的限制,這使其適用于低供電電壓情況,然而這種結(jié)構(gòu)的穩(wěn)定性較差,且功耗稍大。圖8-27NMOS管負(fù)阻結(jié)構(gòu)圖8-28-PMOS管負(fù)阻結(jié)構(gòu)

圖8-29所示為互補(bǔ)型結(jié)構(gòu),對于同樣大小的電感,它獲得相同大小的振蕩器輸出擺幅,而NMOS管和PMOS管結(jié)構(gòu)只獲得1/2大小的振蕩器輸出擺幅,即在同樣的性能下,互補(bǔ)型的VCO功耗要小一半。由于從電源到地的通路上串聯(lián)了多個晶體管,需要比單晶體管結(jié)構(gòu)更大的電壓,以使每個管子都滿足過驅(qū)動電壓要求,因此無法用于低電源電壓情況。圖8-29互補(bǔ)型負(fù)阻結(jié)構(gòu)

8.9.2選取部分器件

1.電感

電感作為振蕩器諧振回路的重要器件之一,它的品質(zhì)因數(shù)的取值直接決定了振蕩器的整體性能,因此電感和電容的參數(shù)成為了決定LC振蕩器性能優(yōu)劣的關(guān)鍵。本設(shè)計(jì)使用的電感和電容器件全部來自于SMIC0.18μm1P6MRF工藝庫提供的器件模型。

電感的等效并聯(lián)阻抗表達(dá)式如下:

振蕩器電壓輸出擺幅為

本次設(shè)計(jì)中工藝庫中的電感有兩種:一種是對稱電感;另一種是差分對稱電感。本設(shè)計(jì)選用diff_ind_rf的差分對稱電感。

我們通過spectre的SP仿真以及以利用calculator輔助通過公式計(jì)算來得到Ls對頻率曲線。通過Q值的仿真曲線,初步確定電感參數(shù)是r=75u,線圈匝數(shù)是2,金屬寬度是8u,金屬的距離是1.5u。利用仿真工具測量電感的LF曲線的相關(guān)公式如下:

2.可變電容與開關(guān)電容陣列

本次設(shè)計(jì)使用工藝庫提供的積累型MOS(AMOS)管,不同種類和可調(diào)大小的AMOS通過設(shè)置管子的寬和叉指數(shù)得到需要的最大電容值和最小電容值。寬調(diào)諧范圍會增加振蕩器的相位噪聲,為了盡量降低相位噪聲,可以在滿足頻率覆蓋范圍的情況下,通過降低變?nèi)莨艿目烧{(diào)范圍、減小調(diào)諧靈敏度來提高相噪性能。

利用仿真工具測量電容的CU曲線,相關(guān)公式如下:

當(dāng)壓控電壓U在0~1.8V的范圍內(nèi)變化時,可以計(jì)算出可變電容的變化范圍。在振蕩器的中心頻率5GHz處,當(dāng)控制電壓從0增加到1.8V時,對應(yīng)的可變電容的變化范圍為1.85~0.8pF。

本次設(shè)計(jì)的振蕩器的調(diào)諧范圍很廣,需要用到數(shù)據(jù)調(diào)諧技術(shù)來實(shí)現(xiàn),即需要并聯(lián)電容陣列,增加它的調(diào)諧范圍,以達(dá)到設(shè)計(jì)的目的。VCO中最早使用的傳統(tǒng)的電容陣列如圖8-30所示。圖8-30傳統(tǒng)使用電容陣列的VCO

在圖8-30中,開關(guān)以NMOS管實(shí)現(xiàn),與平板金屬電容串聯(lián),NMOS管導(dǎo)通時,可等效為一個電阻,近似導(dǎo)通電阻為Ron,此時可得開關(guān)單元的品質(zhì)因數(shù)表達(dá)式為

其中,Ron可由晶體管飽和公式推出:

設(shè)計(jì)的整體電容陣列如圖8-31所示。電容C0為固定平板電容,且四組電容單元的電容比例依次為1∶2∶4∶8。電容C0為邊長9.5μm的方塊平板金屬電容,值為88.98fF。圖8-31四比特電容陣列

3.差分負(fù)阻對

寬頻帶VCO不同諧振頻率處的等效內(nèi)阻不同,在頻率最低處起振最困難,擁有最小的Rp。前面分析選擇了差分互補(bǔ)結(jié)構(gòu),則-Rp由互補(bǔ)管VN1、VN2和VP1、VP2的跨導(dǎo)相加得到。NMOS管和PMOS管的跨導(dǎo)設(shè)為相等可使得振蕩波形更加接近正弦波、負(fù)阻管的開關(guān)時間一致、減小角頻率噪聲、在一定程度上改善相位噪聲性能。

4.反饋尾流源陣列

電路的尾流源控制單元如圖8-32所示,圖中VN1管為主要的尾流管,當(dāng)開關(guān)控制電壓SVa為高電平時,VN2管導(dǎo)通,將VN2管源極的偏置電壓輸入到VN1管的柵極,使VN1管導(dǎo)通,VN1管形成電流通路到地,此時VN3管由于柵極接低電平,成高阻狀態(tài);當(dāng)開關(guān)控制電壓SVa為低電平時,VN2管關(guān)斷,VN3管的柵極此時為高電平導(dǎo)通,將VN1管的柵極連接到地,使VN1管截止。圖8-32尾流源控制單元

圖8-33所示為LCVCO的完整電路,中間的振蕩核心為諧振電路和負(fù)阻電路,振蕩信號通過輸出驅(qū)動接外界負(fù)載,起到隔離和增大驅(qū)動的作用。尾流源陣列與電容開關(guān)陣列都由四位二進(jìn)制數(shù)字信號控制,abcd控制信號a為高位,d為低位,產(chǎn)生16種不同的開關(guān)方式,即有16個不同的頻帶。

8.9.3設(shè)計(jì)低噪聲LDO結(jié)構(gòu)

根據(jù)低噪聲LDO的相關(guān)理論可知,射頻電路的線性穩(wěn)壓電源設(shè)計(jì)難點(diǎn)在于提高電源紋波抑制比(PSRR)和降低誤差放大器的輸出噪聲。本設(shè)計(jì)使用由PMOS管為放大輸入級的兩級放大器作為誤差放大器,放大器管子的尺寸都較大,有利于降低閃爍噪聲,使用密勒電容提高放大器的穩(wěn)定性。同時引入了電流倍增緩沖級和電荷泄放電路,提高功率調(diào)整管柵電容的電荷泄放速度。

低噪聲LDO的總電路如圖8-34所示,V1~V11和密勒電容Cc構(gòu)成LDO的重要模塊誤差放大器;V12~V15為電路提供直流偏置電壓;V16、V17和R1為驅(qū)動緩沖級;V18、V19和C2為電荷泄放電路;V20當(dāng)做電容使用,提供電源低頻噪聲到調(diào)整管柵極的通路,可以改善調(diào)整管對電源噪聲的抑制,C1提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性;V21是調(diào)整管,它與R2和R3組成的電阻反饋網(wǎng)絡(luò)一起調(diào)節(jié)輸出電壓。

圖8-34低噪聲LDO電路結(jié)構(gòu)

誤差放大器是低噪聲LDO中對總輸出噪聲影響最大的模塊,同時對整個電路的環(huán)路穩(wěn)定性、增益、電源紋波抑制比等起著重要的作用。本設(shè)計(jì)選擇了兩級運(yùn)算放大器作為誤差放大器的結(jié)構(gòu),并使用PMOS管作放大器第一級的輸入放大管,柵長取值為1μm,以盡可能減小閃爍噪聲對輸出噪聲的貢獻(xiàn),如圖8-35所示。放圖8-35誤差放大器

8.9.4芯片測試

1.VCO芯片及測試環(huán)境

圖8-36(a)所示為使用cascade探針臺拍攝的完整的LCVCO芯片顯微照片,中間的紅框部分為芯片核心電路部分,周圍為ESD靜電防護(hù)電路和鍵合用焊盤。圖8-36(b)所示為芯片與PCB的鍵合位置對應(yīng)關(guān)系。圖8-36VCO芯片

電路的主要測試儀器如圖8-37所示。VCO的輸出信號通過SMA射頻頭,用專用的射頻信號線與儀器進(jìn)行連接。所用的儀器主要有觀測時域信號的Agilent90604A高頻示波器;在頻域使用的R&SFSU43GHz頻譜分析儀,用來精確測量振蕩頻率和相位噪聲。測試板使用四位撥碼開關(guān)加1kΩ的上拉電阻作為開關(guān)陣列的數(shù)字位控制,調(diào)諧電壓通路外接一個1kΩ的限流電阻,避免由于過大的電流產(chǎn)生的電荷集聚而使柵極擊穿。圖8-37測試儀器和測試電路

2.VCO芯片瞬態(tài)測試

通過示波器測量得到LCVCO雙端輸出的正弦波眼圖,觀察波形的抖動情況。清晰的眼圖說明波形穩(wěn)定,越穩(wěn)定相位噪聲性能就越好。眼圖如圖8-38所示,在4.41GHz時抖動最小,眼圖最為清晰,6.5GHz時眼圖抖動最大。圖8-38-不同頻率瞬態(tài)眼圖

由圖8-39所示的瞬態(tài)測出波形可以看出,輸出電壓擺幅只有94.53mV,與前后仿真得到的大約300mV有了明顯降低。測試中輸