數(shù)字化變電站中電子式互感器的計算與保護

數(shù)字化變電站中電子式互感器的計算與保護

0電子式傳感技術(shù)的應用將為現(xiàn)代專業(yè)的發(fā)展提供了新的設計新型電子表格器的開發(fā)直接促進了數(shù)字能源裝置的生成，是當前能源行業(yè)中一項有效的監(jiān)測技術(shù)?；谶@種現(xiàn)狀,無論是數(shù)字化保護還是電子式互感器的設計研制,已不再是彼此孤立的狀態(tài),需要用一體化的思想來考慮它們的設計問題。這也必然為變電站的保護、計量、監(jiān)控等原理設計帶來新的思路。已公布的國家標準指出電子式互感器的標準輸出裝置為合并單元,并對其基本功能及通信接口作了界定。從整個數(shù)字化變電站系統(tǒng)考慮,合并單元不僅要實現(xiàn)原始采集數(shù)據(jù)的封裝及轉(zhuǎn)發(fā),還應完成一些關(guān)鍵數(shù)據(jù)(如保護用有效值、相位值等)的計算,這樣可以大大簡化后續(xù)設計并提高系統(tǒng)的反應速度以及穩(wěn)定性。本文主要圍繞電子式互感器設計中產(chǎn)生的相位差及合并單元中有效值、相位值快速計算等問題,對合并單元的數(shù)據(jù)處理功能進行深入分析,并給出簡便有效的計算方法。1電子式整體傳感技術(shù)在電壓測量中的應用注意以下四種條件本文僅討論有源電子式互感器所涉及到的問題。作為設計對象,其在實際應用中有如下技術(shù)特點:1)電氣量監(jiān)測以及繼電保護所需的電氣量信號所要求的是電壓、電流量的宏觀表示,而不是瞬時值。電氣量計量關(guān)心的是正常穩(wěn)態(tài)運行條件下的有效數(shù)值,其范圍包括基波及所有可能存在的諧波。繼電保護裝置所需的電氣量著重于對故障瞬變過程的真實與快速的反映,主要關(guān)注的是基波的有效值和相位變化(特殊型保護除外,比如變壓器差動保護),其精度要求不必過高,按繼電保護規(guī)程要求,達到5%以下即可。2)電子式互感器把線性度作為一項重要指標,在電流測量中多采用空芯線圈(亦稱Rogowski線圈)做傳感器,它所產(chǎn)生的電勢Re與一次電流i的導數(shù)成正比,即Re=k(di/dt),k為比例系數(shù)。所以要得到電流的測量值,必須對Re信號進行積分運算。在電壓測量中多采用電容電阻串聯(lián)分壓器,其輸出的電壓信號與一次電壓的導數(shù)成正比,利用與電流傳感器類似的信號處理方法可求得被測電壓。積分運算的解不是唯一的,取決于初始值的選取。因此純粹的積分運算(無論是數(shù)值積分還是采用模擬電路的積分)都存在零點漂移現(xiàn)象,電子式互感器必須克服這種不利因素才能付諸實用。3)與傳統(tǒng)電磁式互感器不同的是,電子式互感器多了一些中間變換和數(shù)據(jù)傳送環(huán)節(jié),因而會造成二次系統(tǒng)獲取的信號在時間上滯后于一次量,而且各種單元的滯后時間可能還存在不可忽略的差別,進而帶來各單元間的相位差。同時由于設計的原因電子式電流互感器的保護通道及電子式電壓互感器可能會帶來額定的相移。相位統(tǒng)合就是設法消除這些環(huán)節(jié)帶來的相位差,不僅要消除一個線路單元三相電流、電壓間的相位差,還要消除整個變電站各線路單元之間的相位差。進行相位統(tǒng)合的方法不止1種,這與電子式互感器的硬件和軟件都有關(guān),是一個系統(tǒng)性問題。4)傳感器和信號變換元件工作在一個存在各種類型電磁干擾的環(huán)境下,因此必須考慮連續(xù)和離散信號轉(zhuǎn)換間的抗混疊問題。一旦出現(xiàn)混疊現(xiàn)象,測量精度就無從談起,甚至接收端所得的交流電波形會呈現(xiàn)不能容忍的畸變。設計時必須保證不會發(fā)生混疊現(xiàn)象。2單元數(shù)據(jù)的綜合設計2.1階慣性積分時間模擬的仿真驗證IEC60044-8標準提出,合并單元用來組合一個線路單元互感器的三相電流和電壓信號,統(tǒng)合它們的相位關(guān)系并給出有效值的相量形式,計算出本單元的有功功率、無功功率、電能積算量。如前所述,電子式互感器傳感器所測的是該電氣量的微分信號,需要進行積分處理后才能應用。要得到確定的積分結(jié)果,必須給出準確初值,此外還要解決積分環(huán)節(jié)的零點漂移問題。關(guān)于積分初值,本文采取正弦函數(shù)的預估法予以估計。如果原信號是一個正弦波信號,其積分將是一個余弦函數(shù)。計算原信號在2個采樣點間的斜率,即?x/?t,作為積分初值的估計值,其中?x=xt-xt-1,tx、xt-1分別是t和t-1時刻的瞬時測量值,間隔時間是?t。需要按照積分的原理以及tx、xt-1和?x的符號來判斷此估計初值的符號。這一初值的估計值顯然不十分準確,只能在以后的遞推中逐步逼近。可行的逼近方法是采用一階慣性環(huán)節(jié)來取代積分環(huán)節(jié),完成積分運算。然而這種取代對于頻率確定的周期函數(shù)來說,會產(chǎn)生一定的相位偏移,即正弦波函數(shù)積分后的相移不再是滯后90°,而是小于90°。圖1是一階慣性環(huán)節(jié)的對數(shù)幅頻和相頻曲線。當頻率值有限時,相移小于90°。由于A/D轉(zhuǎn)換和數(shù)字化傳送,在地面接收到的傳感器信號相對原信號是滯后的(滯后時間預計在5～10μs),此處可以利用一階慣性的積分來彌補這種傳送的滯后,使積分后的信號與一次側(cè)原信號相位一致。經(jīng)過仿真驗證,這種方法不但有很好的逼近功能,且能有效避免零點漂移問題。這在數(shù)學上也可得到解釋。反映簡單電流積分作用的微分方程為式中:i為一次側(cè)電流信號;f(t)為Rogowski線圈的輸出電流信號,可以寫成Imsin(ωt+?),Im為信號波形的幅值。式(1)的解不存在不動點集,因而稍有擾動即可產(chǎn)生漂移,并且無自恢復能力。反映一階慣性特性的微分方程為式中T為一階慣性環(huán)節(jié)的時間常數(shù)。式(2)的解存在不動點集,受擾后有自恢復能力,恢復到它的不動點集。這一過程可以通過圖2所示的模擬積分器實現(xiàn),也可通過數(shù)字運算實現(xiàn),這取決于是對模擬信號積分還是對數(shù)字信號積分。圖2所示的模擬積分電路按Vo=Viexp(-jπ/2)設計。在測試中,當C取1μF、R5取4.3M?時,電路已能穩(wěn)定無漂移地工作,積分后的角誤差在3′以內(nèi)。當斷開R5的連接線(即令R5=∞?)時,此電路輸出始終漂移不定。由圖1的對數(shù)頻率曲線可見,交流電頻率的微小變化對相位的影響較小。關(guān)于對幅值的影響,如果頻率迅速可測,可以通過運算來補償。由于電力系統(tǒng)頻率總是在小范圍內(nèi)波動,上述運算中一階慣性環(huán)節(jié)的時間常數(shù)較大,按50Hz時補償5～10μs的時間滯后來計算,約為2s。這種運算方法能給出較高的平均值精度。2.2瞬時值的計算以上用一階慣性環(huán)節(jié)取代積分功能時,在數(shù)值計算中采用前向差分法,導出如下遞推公式式中:α=Τ/(Τ+τ),τ=?t,?t是采樣間隔時間,T為時間常數(shù);k為一階慣性環(huán)節(jié)的放大倍數(shù),其傳遞函數(shù)為k/(1+Τs),為計算方便,k值按積分前后正弦或余弦波形的幅值相等來確定。圖3給出了這種計算方法中初始值設為零以及按上述方法估計的初始值進行仿真的波形?？v坐標i表征處理過程中的電氣量,可以是電流或電壓,幅值大小及單位可按比例選取。顯然,它們都有漸進的性質(zhì)。而按上述估計方法進行仿真,逼近的速度快,這對繼電保護的應用很重要。由以上分析可以發(fā)現(xiàn),采用這種積分方法,基波有效值和相位的計算問題也隨之解決了。從測得的數(shù)值di/dt=I′msin(ωt+?)中計算與它相對應的積分值i=-Imcos(ωt+?)(由積分運算求得,且取Im=I′m,Im、I′m分別為上述信號的幅值),對于50Hz的基波,按下式求取模值按I=Im/2即可得到基波的有效值。而θ=arccos(ti/Im)即it在t時刻的相位,it為t時刻的瞬時值。經(jīng)過數(shù)字計算分析驗證,對于標準的正弦波來說,如果采樣間隔時間?t取10μs,則對相同幅值的余弦波對應值按上述公式估計,并據(jù)此求解i值,按式(4)計算幅值Im,其誤差均在0.1%以下。對0°～90°間的典型角度分別求得估計值的相對誤差ε1,結(jié)果如表1所示。如果考慮原始波形中有5%的諧波含量,則瞬時誤差最大可達4%,經(jīng)一階慣性環(huán)節(jié)的平滑濾波后,平均值誤差可以大為降低。經(jīng)實驗室實測電壓信號,所測信號的諧波總含量為2.1%,3次諧波含量為0.6%,5次諧波含量為0.5%。對此含諧波的波形采用上述計算方法,求得0°～90°間典型角度對應估計值的相對誤差ε2,結(jié)果如表2所示。預計在高壓故障短路時,諧波含量不會超過5%。按現(xiàn)有積分初值的估計方法,其精度受原始數(shù)據(jù)中的諧波含量影響較大,如果估計不好,漸近過程需時較長,可達1～3s左右。在其趨于穩(wěn)定之前,積分數(shù)據(jù)中呈現(xiàn)有不太大的緩慢衰減的非周期分量。為減小諧波影響,并使?jié)u近過程盡量縮短,可對已有數(shù)據(jù)采取帶通濾波后再做積分運算,但仍然避免不了初值估計問題。并非只有本算法存在初值問題,所有這類從零起始而突加的信號過程都不可避免,且只存在于初始一段時間,只能設法縮短此過程。以目前的技術(shù)條件,可將其縮短至5～10ms。在建立過程中所計算的正弦波幅值誤差可能稍大,一般在5%～7%左右,但仍可用于保護判斷。對于電氣計量,需要計算的不僅是基波,因此它的有效值是按來計算的,Ni為N次諧波的電流有效值。而有功功率采用電壓、電流瞬時值相乘求平均的辦法來計算,即,視在功率為S=VI。目前已有芯片可以采用,為CirrusLogic公司的CS5463芯片。它要求的輸入量為u和i的模擬量,其特點是采用Σ-?轉(zhuǎn)換,精度可達到0.1級(對于有效值和有功功率)。2.3短路電流基波的檢測與傳統(tǒng)加數(shù)據(jù)窗口的離散傅里葉變換(discreteFouriertransform,DFT)計算方法相比,上述計算簡便,可以大大縮短計算時間。傳統(tǒng)方法一次采樣后的處理時間(在150MHz主頻的處理器中)約800μs,而現(xiàn)有的方法大約只需10μs以內(nèi)的時間。傳統(tǒng)的DFT方法在短路故障發(fā)生瞬間,不能再用滾動的數(shù)據(jù)計算基波值,需重新開數(shù)據(jù)窗口,集滿1個或0.5個(對半波DFT)周期的采樣數(shù)據(jù)后方可計算其有效值,繼電保護只能在短路后10～20ms之后才能獲得短路電流基波的有效值和相位數(shù)據(jù)。本文計算方法只需在短路發(fā)生后20～100μs(考慮到需要經(jīng)過連續(xù)10次左右的計算值,偏差不大于5%)即可提供短路電流基波的有效值和相位數(shù)據(jù)。前述積分初值估計方法中,?t越小,準確度會越高,再加上抗混疊因素的考慮,可以認為采樣間隔時間選擇在10μs是合適的。這是深度的過采樣,有利于最終精度的保證。整個系統(tǒng)按流水線方式作業(yè),對處理器芯片要求不太高,一般用180MHz主頻的ARM型處理器即可滿足使用。這種芯片中有多個DMA(DirectMemoryAccess)控制器提供給用戶,對于數(shù)據(jù)交換很有利。對于相位統(tǒng)合,目前大多采用同步采樣方式來解決。這種方式并不完全合適,因為同步信號到達采樣點的時間不能保證同時。另外,同步控制過于集中也會帶來可靠性和維修不便等問題。根據(jù)以上論述,可以采用單元線路的同步控制,另外通過校驗和調(diào)整,使輸出與一次量間保持零相移。3協(xié)調(diào)運行,發(fā)揮技術(shù)的作用1)基于數(shù)字化變電站對繼電保護功能的高要求,將基本