一種新的瞬時功率控制策略

一種新的瞬時功率控制策略

三相電壓集成輸出器具有低交流側(cè)電流波形、單位矩陣、雙向功率流和高恒常誤流側(cè)電壓的優(yōu)點。廣泛應(yīng)用于各種能源電子系統(tǒng)。PWM整流器系統(tǒng)的高性能主要取決于其控制策略,所以研究簡單高效的PWM整流器控制策略具有重要意義。在電力電子裝置的控制系統(tǒng)中,廣泛采用電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)結(jié)構(gòu)。PI控制器具有結(jié)構(gòu)簡單、物理概念強、易于實現(xiàn)數(shù)字化控制等優(yōu)點,在工業(yè)現(xiàn)場中獲得了廣泛應(yīng)用,而且通過PI參數(shù)的合理調(diào)整,總能使控制系統(tǒng)獲得滿意的性能指標(biāo)。對PWM整流器雙閉環(huán)系統(tǒng),文獻從消除穩(wěn)態(tài)誤差的角度提出了PI調(diào)節(jié)器加精確線性化解耦的控制策略,該解耦策略需要對整個系統(tǒng)進行線性化,其運算量大;文獻提出外環(huán)采用PI調(diào)節(jié)器,內(nèi)環(huán)采用輸入輸出反饋的電流解耦控制策略,這是一種反向構(gòu)造解耦方法;為了提高系統(tǒng)對負(fù)載變化的抗干擾能力,文獻提出一種雙環(huán)PI控制加負(fù)載電流前饋補償?shù)目刂撇呗?取得了良好的控制效果;文獻從輸入輸出功率平衡的角度,提出了一種瞬時功率PI控制方法;文獻提出了一種直接功率控制策略,采用直流電壓與其PI調(diào)節(jié)器誤差的乘積作為有功功率的給定。以上這些PI控制策略均沒有給出PI調(diào)節(jié)器應(yīng)用的理論依據(jù),文獻根據(jù)無源化理論證明了電壓環(huán)采用自適應(yīng)PI調(diào)節(jié)器的PWM變流器系統(tǒng)的漸近穩(wěn)定性,然而它的證明過程中間參數(shù)過多,計算復(fù)雜,文獻根據(jù)此理論設(shè)計的無源控制器,比起線性PI控制器,其結(jié)構(gòu)復(fù)雜,但控制效果沒有明顯改善,而且該方法不易為一般的工程技術(shù)人員所掌握。本文在上述文獻的基礎(chǔ)上,對三相電壓型PWM整流器,根據(jù)Lyapunov穩(wěn)定性理論,提出一種電壓外環(huán)PI控制加電流內(nèi)環(huán)解耦的瞬時功率控制策略,給出了PI控制器應(yīng)用的理論依據(jù),而且在d-q旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下,提出一種規(guī)范化電流解耦方案。該方案首先將電流環(huán)解耦成純積分系統(tǒng),然后再對解耦后的系統(tǒng)進行極點配置。1整流器模型計算三相PWM電壓型整流器電路拓?fù)淙鐖D1所示。假設(shè)三相電網(wǎng)電壓對稱且平衡,只考慮基波分量,為了簡化控制系統(tǒng)的設(shè)計,將三相PWM整流器模型變換到d-q坐標(biāo)系中,d-q坐標(biāo)系下的三相PWM整流器模型為:{diddt=-RLid+ωiq+usd-udL,diqdt=-RLiq-ωid+usq-uqL,Cdudcdt=ic=idc-iL,(1)?????????diddt=?RLid+ωiq+usd?udL,diqdt=?RLiq?ωid+usq?uqL,Cdudcdt=ic=idc?iL,(1)式中,id、iq分別為電網(wǎng)電流d-q軸分量;usd、usd分別為電網(wǎng)電壓d-q軸分量;ud、uq分別為整流器輸入電壓d-q軸分量;udc為直流側(cè)輸出電壓;idc為整流器輸出的直流電流。2控制設(shè)計2.1基于lasahen,u3000功率平衡關(guān)系化外環(huán)電壓的控制對整個控制系統(tǒng)的優(yōu)劣起著重要作用,本文從功率平衡的角度對直流電壓進行控制。忽略整流橋自身損耗,三相電壓型PWM整流器的交流側(cè)有功功率應(yīng)與直流側(cè)功率平衡。功率平衡關(guān)系為Ρin=usdid+usqiq=Cdudcdt?udc+udciL=ΡC+ΡLoad,Pin=usdid+usqiq=Cdudcdt?udc+udciL=PC+PLoad,其中,Pin為總輸入功率,PC為電容功率,Pload為負(fù)載功率?？紤]到系統(tǒng)單位功率因數(shù)運行,對有效值為U的三相對稱電源,取有功分量和無功分量為usd=√2U,usq=0,usd=2√U,usq=0,則功率平衡關(guān)系化簡為Cdudcdt?udc+udciL=usdidCdudcdt?udc+udciL=usdid。設(shè)直流側(cè)指令電壓為u*dc,實測反饋電壓為udc,定義誤差e=u*dc-udc,則誤差動態(tài)方程為˙e=-˙udc=-(usdid-udciL)/Cudc=-usdidCudc+iLC,e˙=?u˙dc=?(usdid?udciL)/Cudc=?usdidCudc+iLC,取Lyapunov能量函數(shù)為V=Ce22+k12(∫edt)2,V=Ce22+k12(∫edt)2,則其對時間的微分為˙V=Ce(-k2eC+k2eC+k1C∫edt-usdidCudc+iLC)=-k2e2+(k2eC+k1C∫edt-usdidCudc+iLC),V˙=Ce(?k2eC+k2eC+k1C∫edt?usdidCudc+iLC)=?k2e2+(k2eC+k1C∫edt?usdidCudc+iLC),則取有功電流指令值為i*d=udcusd(k2e+k1∫edt)+udcusdiL=[(k2e+k1∫edt)udc+ΡLoad]/usd,(2)i?d=udcusd(k2e+k1∫edt)+udcusdiL=[(k2e+k1∫edt)udc+PLoad]/usd,(2)可使˙V≤0V˙≤0,且當(dāng)且僅當(dāng)e=0時˙V=0V˙=0,由LaSalle不變集定理可知,平衡點e=0為漸進穩(wěn)定,即udc→u*dc,實現(xiàn)直流側(cè)電壓的漸進跟蹤。由式(2)可見,內(nèi)環(huán)有功電流給定值,從功率平衡的角度看是負(fù)載功率前饋加PI反饋的形式,且比例積分系數(shù)分別為kp=k2、ki=k1,這是一種瞬時功率控制方案,控制結(jié)構(gòu)如圖2所示。這里通過Lyapunov穩(wěn)定性理論給出了瞬時功率控制和直接功率控制應(yīng)用PI調(diào)節(jié)器理論依據(jù),彌補了前述文獻的不足。2.2狀態(tài)空間方程本文提出的電流解耦算法,首先將電流環(huán)狀態(tài)空間方程化為純積分型解耦形式,然后再利用狀態(tài)反饋進行極點配置。電流模型的狀態(tài)空間方程為{˙x=Ax+Bu,y=Cx,其中,控制律取為狀態(tài)反饋和輸入變換的形式,如圖3所示,其中K為2×2矩陣,L為2×2矩陣,v為2×1參考輸入,即有u=-Kx+Lv。(3)2.2.1解決方案傳遞函數(shù)的解析取輸入變換陣ˉL和狀態(tài)反饋陣ˉΚ,得系統(tǒng)狀態(tài)空間表達(dá)形式為{˙x=(A-BˉΚ)x+BˉLv=ˉAx+ˉBv,y=Cx,欲使其傳遞函數(shù)為ˉG(s)=C(sΙ-ˉA)-1ˉB=[1/s001/s],則有ˉA=A-BˉΚ=0,CˉB=Ι,(4)由式(4)可得狀態(tài)反饋矩陣的確定由于{ˉA,ˉB}完全能控,可任意配置極點,選取狀態(tài)反饋矩陣為?Κ=[k100k2],則系統(tǒng)狀態(tài)方程為˙x=(ˉA-ˉB?Κ)x+ˉBv。反饋增益陣和狀態(tài)變換陣由于進行極點配置后的解耦系統(tǒng)為˙x=(ˉA-ˉB?Κ)x+ˉBv=(A-BˉΚ-BˉL?Κ)+BˉLv=[A-B(ˉΚ+ˉL?Κ)]+BˉLv,所以反饋增益陣和狀態(tài)變換陣分別為2.2.2idi確認(rèn)電流環(huán)上的保護作用任意配置極點后的系統(tǒng)傳遞函數(shù)為所以解耦以后的電流環(huán)傳遞函數(shù)為idv1=1s+k1,iqv2=1s+k2?若取參考輸入信號為v1=k1i*d,v2=k2i*q,(6)則idi*d=k1s+k1,iqi*q=k2s+k2,電流環(huán)系統(tǒng)為慣性環(huán)節(jié),穩(wěn)態(tài)時可達(dá)到指令電流跟蹤的目的。2.2.3控制律的控制由公式(1)、(3)、(5)、(6)可以推導(dǎo)出控制律為{ud=usd-L[(R/L-k1)id-ωiq+k1i*d],uq=usq-L[(R/L-k2)iq+ωid+k2i*q]。(7)3交流電壓下穩(wěn)態(tài)時系統(tǒng)運行特性在MATLAB/Simulink環(huán)境下對PWM整流器系統(tǒng)進行仿真,整個控制系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)如圖4所示,其中電壓外環(huán)控制器輸出i*d作為內(nèi)環(huán)有功電流的給定值,為實現(xiàn)單位功率因數(shù)運行,無功電流給定值i*q=0,通過電流環(huán)解耦算法,得到整流器輸入電壓指令值ud、uq,再變換到三相靜止坐標(biāo)系中進行PWM調(diào)制,θ是用于旋轉(zhuǎn)變換的電網(wǎng)相角。仿真模型的參數(shù)選擇:電網(wǎng)電壓有效值220V,開關(guān)頻率10kHz,交流側(cè)濾波電感L=0.001H,直流濾波電容C=5000μF;給定直流電壓u*dc=800V,電壓外環(huán)PI控制器參數(shù)為kp=10、ki=100,電流內(nèi)環(huán)慣性時間常數(shù)為k1=k2=2000。由圖5可知穩(wěn)態(tài)時系統(tǒng)在單位功率因數(shù)下運行。由圖6可見,直流側(cè)電壓能快速跟蹤給定輸入值,響應(yīng)速度快。圖7所示為給定電壓由800V突加到1000V時的A相電壓電流響應(yīng),由功率平衡關(guān)系可知,直流電壓升高時,交流電流經(jīng)過短暫的暫態(tài)響應(yīng)后也會相應(yīng)升高。由圖8可見,直流側(cè)電壓較好地跟蹤了給定輸入,且其響應(yīng)曲線平滑,魯棒性強,響應(yīng)時間小于0.02s。圖9所示為給定電壓由800V突降到600V時的A相電壓電流響應(yīng),電流經(jīng)過短暫的暫態(tài)響應(yīng)后進入穩(wěn)態(tài)。由圖10可見,直流電壓響應(yīng)時間小于0.01s。圖11、圖12所示為負(fù)載突加30A時,直流側(cè)電壓的響應(yīng)情況,圖13、圖14所示為負(fù)載突降30A時,直流側(cè)電壓的響應(yīng)情況,可見,當(dāng)負(fù)載突加時,直流側(cè)的電壓隨著負(fù)載的變化波動較大,但較快進入穩(wěn)態(tài),無穩(wěn)態(tài)誤差,負(fù)載變動時直流側(cè)電壓恢復(fù)到穩(wěn)定值的時間很短,約為0.1s。4電流解耦的數(shù)學(xué)模型本文根據(jù)Ly