六相感應(yīng)電機梯形波相電流控制

六相感應(yīng)電機梯形波相電流控制

1系統(tǒng)優(yōu)勢分析交流速率的固有缺陷使交流速率快速發(fā)展。目前，交流速率主要采用變壓頻率譜法和向量控制。隨著電力電子技術(shù)和控制理論的快速發(fā)展,在航空航天和潛艇推進系統(tǒng)中需要一些功率大且可靠性高的驅(qū)動系統(tǒng)。這使得多相電機及其傳動系統(tǒng)的研究成為電氣傳動領(lǐng)域的熱點之一。與三相電機傳動系統(tǒng)相比,該系統(tǒng)具有以下突出的優(yōu)勢:(1)傳動系統(tǒng)整體可靠性高。采用多相冗余結(jié)構(gòu)的傳動系統(tǒng),當多相感應(yīng)電機的一個(或幾個)定子繞組開路或逆變器的一個(或幾個)橋臂開路故障時,不會影響傳動系統(tǒng)的啟動和運行。(2)調(diào)速具有更多的控制資源和潛能。采用多相逆變器供電,可大大改進調(diào)速系統(tǒng)的性價比。(3)可用低壓功率器件實現(xiàn)大功率傳動,避免了由功率器件串聯(lián)帶來的靜、動態(tài)不均壓問題。(4)轉(zhuǎn)矩脈動頻率增加而脈動幅值減少,使系統(tǒng)動、靜態(tài)特性得以改善。(5)轉(zhuǎn)子諧波電流減小,諧波損耗下降。盡管多相電機本體表現(xiàn)出很好的性能,但控制要比三相交流電機系統(tǒng)復(fù)雜得多?；趯α嚯姍C文獻的研究,本文作者提出了梯形波相電流控制策略,即通過對六相感應(yīng)電機提供一組梯形波相電流,使電機的氣隙磁場類似直流電機的氣隙磁場。通過所提供的梯形波相電流來實現(xiàn)勵磁電流和轉(zhuǎn)矩電流的獨立控制,從而省去傳統(tǒng)矢量控制中繁瑣的派克變換和派克逆變換,真正意義上模擬直流電機的控制。2u3000控橋變壓器的相電流模型定子繞組注入的梯形波相電流如圖1所示,這種梯形波相電流在電機氣隙中產(chǎn)生近似梯形的勵磁磁通,勵磁電流分量IF和轉(zhuǎn)矩電流分量IT可以模擬直流電機的勵磁電流和電樞電流而實現(xiàn)獨立控制。這種相電流由六相全控橋逆變器提供。通過這種相電流的配置可以產(chǎn)生相互獨立且垂直的兩個磁動勢,分別叫做勵磁磁動勢Ff和轉(zhuǎn)矩磁動勢tF。以a相為例,圖2表明這種波形的組成。在0-t3和t3-t6這兩段時間里分別由勵磁電流分量和轉(zhuǎn)矩電流分量組成。其他相電流波形和a相僅有一定的相位差。一般來說,電機氣隙磁通密度的平均幅值是恒定的,即產(chǎn)生勵磁磁動勢的勵磁電流分量的幅值是不變的。從圖3可知,定子通入的梯形波相電流波形產(chǎn)生的勵磁磁動勢和轉(zhuǎn)矩磁動勢是相互垂直的。勵磁繞組在氣隙中產(chǎn)生近似于方形的旋轉(zhuǎn)磁場。轉(zhuǎn)子中的導(dǎo)體切割近似于方形的旋轉(zhuǎn)磁場而產(chǎn)生轉(zhuǎn)子電流Ir。六相感應(yīng)電機t=t1/2時的磁動勢合成空間分布如圖3所示。3科技參數(shù)對磁勢解耦的影響由圖4可以看到,通過控制轉(zhuǎn)矩電流It使轉(zhuǎn)矩磁動勢tF和轉(zhuǎn)子磁動勢rF大小相等方向相反,即當a=0時,轉(zhuǎn)矩磁動勢tF抵消轉(zhuǎn)子磁動勢rF產(chǎn)生的電樞反應(yīng),使得勵磁磁場不發(fā)生扭曲。六相電機在梯形波相電流驅(qū)動下正確的運行方式應(yīng)該是,定子轉(zhuǎn)矩磁動勢tF和轉(zhuǎn)子磁動勢rF大小相等方向相反,即tF=rF,a=0,只剩下勵磁動勢Ff,此時IT為:由上式可求得磁勢解耦時IT和ωsl的關(guān)系:從式(2)可以看到,k與轉(zhuǎn)子電阻Rr和磁通密度B有關(guān),而磁通密度B由勵磁電流If決定,可通過控制勵磁電流If來調(diào)節(jié)磁通密度B。轉(zhuǎn)子電阻Rr對溫度比較敏感,隨著溫度的變化可上下波動50%。因此參數(shù)k也是受溫度影響的重要參數(shù),其正確程度影響電機的磁勢解耦。本實驗所用的六相感應(yīng)電機是由一個三相感應(yīng)電機改造而成的,具體參數(shù)見表1。因為所使用的電機是由三相電機改造而成的,所以電機軛高相對較低。由于磁飽和的原因,要想達到理想的勵磁磁通需要較大的勵磁電流。為了測量氣隙磁場和轉(zhuǎn)子電流,轉(zhuǎn)子繞組做成繞線式,把轉(zhuǎn)子繞組14相中的兩相接在滑環(huán)上便于測量所需要的參數(shù)。在額定轉(zhuǎn)差角速度ωsl=15.7rad/s,額定磁通B=0.445T(有限元分析計算),通過表1中的參數(shù)可計算在額定情況下磁勢解耦時的轉(zhuǎn)子感生電流Ir=5.73A,轉(zhuǎn)矩電流IT=2.26A,輸出轉(zhuǎn)矩T=6.3N?m,參數(shù)k=6.96rad(A?s)。所以取參數(shù)k=7。當參數(shù)k取7時磁勢獲得解耦,真正意義上模擬直流電機的控制。4轉(zhuǎn)子等效簡化電路六相電機的定子梯形波電流在氣隙中產(chǎn)生近似于方波的旋轉(zhuǎn)磁場。當勵磁電流取3A時,通過有限元分析計算氣隙磁通密度平均值為0.46T。由圖3可知,氣隙勵磁磁場占整個電機氣隙磁場的一半。所以轉(zhuǎn)子繞組也只有一半繞組處于激活狀態(tài)并感應(yīng)出近似于方波的感應(yīng)電壓。轉(zhuǎn)子感應(yīng)電壓幅值可表示為:其中:ωs是轉(zhuǎn)動角速度;s為轉(zhuǎn)差率;L是軸向長度;gr是氣隙半徑;B是氣隙磁通密度;Nr為轉(zhuǎn)子每相匝數(shù)(28)。轉(zhuǎn)子導(dǎo)體感生電流幅值可表示為:這里Req為轉(zhuǎn)子等效電阻。轉(zhuǎn)子等效簡化電路如圖4所示。應(yīng)用洛侖磁力定理,電機轉(zhuǎn)矩方程可表示為:理論計算的轉(zhuǎn)矩值見表2。5建立有限元網(wǎng)格圖這里采用二維有限元分析軟件來分析計算梯形波相電流驅(qū)動下的六相感應(yīng)電機氣隙磁勢分布。首先將三個節(jié)點連接成一階三角形有限元,然后在xy直角坐標系中建立一個定子槽并作網(wǎng)格圖,通過對稱復(fù)制方法建立所要仿真的電機區(qū)域有限元網(wǎng)格圖。由于六相感應(yīng)電機結(jié)構(gòu)的對稱性,僅需要對電機一半?yún)^(qū)域進行有限元分析就可以了,這樣可減少有限元個數(shù),節(jié)省計算時間,同時又不至于影響整個問題的計算精度。應(yīng)用對稱性,就可以得到整個電機的磁勢分布。依據(jù)狄利克來邊界條件,將零磁勢設(shè)置在定子磁軛外側(cè)和轉(zhuǎn)子軸上。這樣有限元分析僅限定在電機內(nèi)部區(qū)域。生成的網(wǎng)格圖如圖4所示,輸入電機的尺寸和相當于勵磁電流的三相電流,通過有限元編程生成網(wǎng)格圖并計算出電磁轉(zhuǎn)矩。有限元分析計算的結(jié)果見表3。6電機輸出扭矩的測量六相感應(yīng)電機實驗測試裝置如圖5所示,實驗中勵磁電流通過逆變器提供,這里取值為3A,實驗測出的數(shù)據(jù)見表4。理論分析計算、有限元分析計算和實驗測量的電機輸出轉(zhuǎn)矩對比如圖6所示。由圖6可知,理論分析和有限元分析計算的結(jié)果是相近的,比實驗測量的轉(zhuǎn)矩要大。這主要是因為電刷和滑環(huán)接觸電阻較大,導(dǎo)致轉(zhuǎn)子感生電流變小,這樣會導(dǎo)致實際輸出轉(zhuǎn)矩變小。對于階躍輸入的轉(zhuǎn)矩電流,電磁轉(zhuǎn)矩響應(yīng)結(jié)果如圖7所示。顯而易見,六相電機在該梯形波相電流控制下,電磁轉(zhuǎn)矩的響應(yīng)速度是較快的。7基于轉(zhuǎn)子矛盾(1)該控制策略模擬直流他勵的控制方式對六相感應(yīng)電機實現(xiàn)了解耦控制,真正意義上實現(xiàn)勵磁電流和轉(zhuǎn)矩電流的獨立控