《永磁同步電機低速無位置傳感控制方法與控制器設計》11000字

永磁同步電機低速無位置傳感控制方法與控制器設計摘要目前市場，機械位置傳感器的使用更為普遍，但是這種傳感器，成本高，性能也不好，所以，開發(fā)一種更為低成本、高性能的無位置傳感器的需求被提上了臺面，“永磁同步電機”應運而生。PMSM是以模型參考自適應法(MRAS)、旋轉高頻電壓注入法和磁鏈代數(shù)計算法三種無位置傳感器控制算法為藍本，新研究出來的一種傳感器。這篇文章的研究基礎是磁鏈的代數(shù)計算法的原理，在這一原理的支撐下，分析了用電壓積分方法求取磁鏈過程中產生的積分器的零點漂移問題。為解決這一問題，采用了頻率自適應負反饋積分器，來調整不達標的參數(shù)，讓其積分結果理想化。這一研究課題外，本文還分析探討了積分器的零點漂移誤差的直接補償?shù)某C正算法、最后經(jīng)過仿真模擬實驗，驗證了永磁同步電機低速無位置傳感控制方法的可行性。關鍵詞：永磁同步電機；無位置傳感器；控制設計目錄TOC\o"1-3"\h\u230321緒論 1309841.1研究背景 1262681.2無位置傳感控制技術概述 124971.3適用于低速運行的無位置傳感器控制技術 2143712PMSM無位置傳感器控制方法研究——以仿真進行分析 349252.1基于磁鏈代數(shù)計算法的仿真研究 315642.2基于磁鏈模型參考自適應法的仿真研究 8154012.3基于雙同步坐標系低通濾波的轉子位置檢測仿真研究 11236703無位置傳感控制器設計 14104623.1硬件設計 1475913.1.1變頻器主電路設計 14193233.2DSP為核心的控制電路設計 1638153.2.1信號采樣電路的設計 17188464軟件設計 1819124.1軟件基本架構設計 18197374.1.1PMSM.矢量控制的DSP實現(xiàn) 20253714.1.2無位置傳感算法的DSP實現(xiàn) 21325334.2設計結果 2464224.2.1基于磁鏈代數(shù)計算法實驗結果 24106224.2.2基于磁鏈加陳洲s辨識法實驗結果 2593325結論及展望 271緒論1.1研究背景20年代末期，日本學者佐川真人發(fā)現(xiàn)了一種新型永磁材料-欽鐵硼，這種材料擁有高剩磁、低價格、高矯頑力的優(yōu)點，加快了稀土永磁材料的探索腳步，也使永磁同步電機（PMSM）得到了高速發(fā)展。欽鐵硼被運用到電機上，使得電機的制造技術和自身設計進步飛速，也使永磁同步電機（PMSM）在電子傳動領域中站穩(wěn)腳步，不容忽視。傳統(tǒng)同步電機采用的是電勵磁，其實轉子繞組，體積大、重量重、可靠性不高、結構復雜并且損耗很大，使得其在外形和尺寸上很難有較大的改變，而永磁同步電機（PMSM）完美的規(guī)避了這所有的缺點，現(xiàn)在的電機造型多變，便于運輸。再與直流電機相比較，發(fā)現(xiàn)永磁同步電機（PMSM）優(yōu)勢也很大，它的電流能做到更大、轉速也更高，這是因為PMSM沒有電刷和換向器，而且PMSM的動態(tài)響應性能和低速下的工作性能也更好。PMSM與異步電機相比也毫不遜色，它沒有轉子銅耗，而定子損耗也很小。PMSM可以將功率因數(shù)達到1，這使得變頻器和變壓器的容量的得到最大限度的使用，不僅更進一步降低了損耗，更節(jié)約了相關配備設施的成本。更有甚者，永磁同步電機具有被控制力高、啟動時矩陣能達到、定轉子之間氣隙大、低頻性能優(yōu)等優(yōu)點。由于其動態(tài)性能優(yōu)、調速幅度大、精確度高，永磁同步電機被廣泛應用于多重領域，例如機器人、家電、數(shù)控領域等要求很高的高端領域；或者運用到軌道牽引、新型能源汽車、航空航海等高精尖領域。1.2無位置傳感控制技術概述1970年左右，外國專家首先嘗試研究無位置傳感控制技術，但最開始研究的方向是異步電機方面。五年后，A.Abbondanti等學者運用穩(wěn)態(tài)方程的轉差頻率估計方法，研究出了調速準確度不高且動態(tài)性能也不好的無位置傳感器。1979年，MLshida等人想到了一種新的思維方法，就是用諧波來檢測轉子角速度。僅僅四年后，交流傳動技術就有了更大的進步，這一次，學者們將電機矢量控制和無位置傳感結合在一起。80年代后期開始，越來越多的研究學者看到了無位置傳感器的前景，紛紛進去這一領域進行研究。而這是的國內的眾多教授也看到了趨勢，浙江大學賀益康教授團隊與沈陽工業(yè)大學王麗梅教授團隊，還有哈爾濱工業(yè)大學、清華大學、中科院電工所等著名高校，前赴后繼的加入到了無位置控制傳感器的研究中。但是無位置傳感控制技術運用到電機上這一想法真正做起來是不容易的，各國研究人員眾說紛紜，最終基本可以將所有人的想法歸于兩類。第一類是按照原理來劃分的，這類技術在低速運轉階段弊端明顯，低速運行時，電機基波電壓檢測難度非常大，導致轉子位置檢測精度和轉動速度下降不少，優(yōu)勢是在中高速度下運作時，工作效率非常的不錯；另一類是根據(jù)適用范圍來劃分的，而這一類和第一類想反，它在低速和零速度運作的時候，效果更好，這是由于這種技術不依賴電機基波電壓和電流。話雖如此，理論畢竟是理論，這一理論雖說被廣大學者所研究，但是難度很高，所以長期以來，都只處于理論階段，并不能在很短時間之內就運用于實際。1.3適用于低速運行的無位置傳感器控制技術美國科學家R.D.Lorenz和M.L.Corley為解決電機低速運作時轉子位置和角度無法精準測算的問題，提出了注入高頻率信號的方法。最常見的高頻率信號的方法有三種，脈振高頻率電壓注入法、旋轉高頻率電流注入法和旋轉高頻率電壓注入法。這類高頻率的信號注入的方法運作的原理是在電機的出線端口注入更高頻率的電流或電壓，使其運轉效率更高，再在其運作時通過檢測電機內部的凹凸不平所產生的的可檢測的磁凸極來獲得轉子的位置和角度。（1）旋轉高頻率電壓注入法對電機反電勢依賴不明顯，對電機參數(shù)改變的明暗度不高，所以它的魯棒性強，即使是零轉速的時候也能輕松抓取到電機矢量的凸極具體位置。這個方法可以有效控制電機矢量，也可通過改變電機矢量來達到控制其他的目的，但要求電機本身一定要具有凸極。電機本身是擁有一個基礎波長的，運動旋轉高頻率電壓注入法就是在電機基礎波長上加入一個更高頻率的電壓，這時，兩種波長相互作用，在電機的凸極效果下，電流矢量形成一個橢圓，而需要檢測的轉子的位置和角度就包含在響應電流的負序分量中，再運用通濾波器將注入的高頻率電壓形成的電流和負序電流都分離出來，就能達到目的。（2）旋轉高頻率電流注入法和旋轉高頻率電壓注入法原理相似度很高。旋轉高頻率電流注入法是將更高頻率的三相電流注入到電機的基礎波長上，以此來產生一個更高頻率的電壓，用傳感器將這個更高頻率的電壓和其負序電壓分離出來，就能找到轉子角的具體位置和轉動轉率。這種方法有一定的條件限制，因為及出品的電流的傳感器能承載的寬度有限，所以需要調節(jié)好電流調節(jié)器，才能使高頻率的電流順利加入到基礎電流上。(3)脈振高頻率電壓注入法的原理是預測在電流坐標系的Q軸和D軸上分別加入該頻率的正弦刺激，那么會在兩相靜止坐標系里看到一個脈診電壓的激勵，這是可以監(jiān)測到產生的高頻率的電流，當轉子的具體位置不為零時，可以通過閉環(huán)PI控制的計算方法得到轉子此時的具體位置，通過微分轉子的位置數(shù)據(jù)，可以得出相應的轉動速度。當Q軸和D軸的電流感應相同時，會產生面貼式PMSM，此時加入高頻率電壓，可以人為制造出凸極效應，這種方法雖然運用范圍窄，只能用于PMSM矢量控制系統(tǒng)中，但其動態(tài)機能好、靜態(tài)精度高、結構也相對簡單。2PMSM無位置傳感器控制方法研究——以仿真進行分析2.1基于磁鏈代數(shù)計算法的仿真研究圖3-1所示是磁鏈代數(shù)計算法得出的PMSM無位置傳感器控制系統(tǒng)的仿真結構圖，控制方法選擇的是的策略。圖3-2所示為從三相靜止坐標系到兩相靜止坐標系的Clark變換情況，其中:和表示的是從兩相靜止坐標系到兩相旋轉坐標系的Park變換或其逆變換情況。圖3-1基于磁鏈代數(shù)計算法仿真原理圖表3-1仿真永磁同步電機參數(shù)電機參數(shù)參數(shù)值額定功率7.5KW額定電壓380V額定單流13A額定頻率50Hz額定轉速3000r/min定子電阻1.33Ωd軸電感9.157*10-3Hq軸電感15.03*10-3H轉子磁通0.98Wb極對數(shù)1轉動慣量0.008kg’m2表3-1所示，抑制積分器的零點漂移的關鍵算法是以磁鏈代數(shù)計算方法為依托的。參照這個仿真的參數(shù)表，我們改變其額定轉速到600r/min來穩(wěn)定一段時間，這是為了使情況更接近真實工作時的轉速，穩(wěn)定0.2s后，在分離出的樣本電流中加入0.017Pu。恒流分量后，圖3-2顯示了反電動勢和直流偏置，圖中是反電動勢在坐標系下的分量，是疊加的電流偏置。在(2-13)下，運用純積分器和頻率自適應負反饋積分器分別對反電勢積分，可以得到定子磁鏈在坐標系下的和。下圖3-3是純積分器對反電動勢的統(tǒng)計積分，圖3-4是頻率自適應負反饋積分器對反電動勢的統(tǒng)計積分。t/s圖3-2反電動勢和電流采樣直流偏置t/s圖3-3純積分器對反電動勢累計積分t/s圖3-4頻率負反饋自適應積分器對反電動勢的累計積分圖3-3圖表顯示的內容可以得出一個明確的結論，采樣電流的大小對純積分器的影響是非常大的，換言之，即使采樣的電流值的直流偏置再小，純積分器得到的誤差也會非常的大，之歌情況導致無法有效的測出電機定子的磁鏈。圖形3-4顯示出的結論是，只要采樣電流有直流偏執(zhí)，頻率自適應負反饋積分器就能敏感且精確的檢測到電機的磁鏈。圖表3-5表示的是，假設在轉速在6oor/min的情境下，在1/4時的采樣電流里面疊加0.017Pu直流分量，PMSM會產生的預計值，代表轉子的實際值，1代表校正積分器的誤差后所得到的的轉子的估測位置值，2代表當使用純積分器時候的轉子方位的預測位置。則表示的是電機轉子方位的真實值與位置預測值1和2的差量。t/st/s圖3-5當轉速為6oor/min時，基于磁鏈代數(shù)計算法對轉子位置估計結果及誤差綜上觀察可以得出結論，用純積分環(huán)節(jié)的基于磁鏈代數(shù)算法時，如果采樣電流有直流偏置，那么最終轉子的方位值誤差將會非常大，不具備觀測價值。但只要將積分器進行零點校正后，就算采樣電流用較大的直流偏置，基于磁鏈代數(shù)計算法仍然能夠精確的捕捉到轉子的位置值。有了這個基礎前提后，我們需要更深入研究當轉速的改變幅度過大時的轉子位置值偏差是否會過大。圖表3-6顯示的是，把PMSM的轉速從原來的1500r/min提高到2100r/min時，觀測一點時間后，再降回到1500r/min，觀察記錄下轉子的位置值變化。圖表中的W曲線表示轉速實際值，W1表示轉速預測值，error-W表示的是實際值和預測值之間的差異量。圖表3-7顯示的是轉子方位的準確值和預測值1，還有其差異量。（注：之后的所有圖表數(shù)據(jù)中，這些符號所代表的含義均相同，所以不會再次進行說明，望謹記。）圖3-6中高變速過程中基于磁鏈代數(shù)計算法對轉速估計值及誤差圖3-7中高速變速過程中基于磁鏈代數(shù)計算法對轉子位置觀測值及誤差圖表3-6得到的結論是，在速率為1500-2000轉/分鐘的高速轉動下，預測的數(shù)值偏差基本沒有，最大的偏差值也僅僅是19轉/分鐘。圖表3-7得到的結論是，轉子的方位角度值存在偏差，和實際值之間滯后了2.86電角度?；谶@幾個模擬實驗，不難得出的結論是，PMSM的無位置傳感器控制算法運用前景非常的廣闊，它的反應速度很快，并且速度調節(jié)的區(qū)間幅度也有很大的空間，他能迅速在不同的轉速下對轉子的轉子角度和轉子的具體方位進行精確的捕捉。2.2基于磁鏈模型參考自適應法的仿真研究圖表3-8顯示的是基于磁鏈的模型參考自適應法模擬結構，采用id=0的控制方案，表中有積分環(huán)節(jié)，其余環(huán)節(jié)與前圖一樣。圖3-8基于磁鏈的模型參考自適應法仿真原理為了探究MRAS辨識法在電機高轉速運作時的狀態(tài)，我們將PMSM的轉速從1800轉/分鐘提高到2400轉/分鐘，在此速度下恒定運行十分鐘后，再將轉速降回到1800轉/分鐘。下圖3-9與3-10分別表示的就是MRAS辨識法捕捉到的不同的轉速下的轉子的方位變化值。3-9表示的是轉速在1800轉/分鐘下，MRAS辨識法捕捉到的轉子位置的真實值和預測值之間的偏差最大時是1.91轉/分鐘，基本不影響電機的實際轉速，只占比0.12%；而當轉速調高到2400轉/分鐘時，轉子位置的真實值和預測值之間的偏差是2.85轉/分鐘，占比真實轉速0.13%;而當轉速突然又下降時，轉子位置的真實值和預測值之間的偏差達到了4.78轉/分鐘。3-10的圖表表示的是，轉子位置的真實值和預測值之間的偏差峰值為2.30電角度。圖表3-9圖3-9中高速時MRAS轉速辨識結果及偏差圖3-10中高速階段為MRAS轉子位置結果及偏差圖表3-11/3-12表示的是電機在低轉速穩(wěn)定運行的時候，MRAS辨識法捕捉到的轉子位置的真實值和預測值。這時的轉速設置的是從0提高到450轉/分鐘。3-11最終顯示的結果是，低速穩(wěn)定運行時，轉速的實際值和預測值之間的偏差的峰值為9.56轉/分鐘，占比真實轉速的2.11%,而圖表3-12表示的是在轉速從0提高至450轉/分鐘這期間，MRAS辨識法捕捉到的轉子的位置的真實值和預測值之間的偏差的峰值是5.6電角度。圖3-11轉速從0提高到450r/minMRAS辨識法對轉速預測值及其偏差圖3-12轉速從0提高到450r/minMRAS辨識法捕捉到的轉子位置及其偏差圖表3-13/3-14表示的是電機在低轉速穩(wěn)定運行的時候，MRAS辨識法捕捉到的轉子位置的真實值和預測值。這時的轉速設置的是從0提高到60轉/分鐘。3-13最終顯示的結果是，低速穩(wěn)定運行時，轉速的實際值和預測值之間的偏差的峰值為19.2轉/分鐘；而圖表3-14表示的是在轉速從0提高至60轉/分鐘這期間，MRAS辨識法捕捉到的轉子的位置的真實值和預測值之間的偏差的峰值是45電角度。圖3-13轉速為60r/minMRAS辨識法對轉速預測值及其偏差圖3-14轉速從0提高至60r/min，MRAS辨識法捕捉到的轉子的位置的偏差擴而言之，結論明顯。參考自適應法的PMSM無位置傳感系統(tǒng)不適用于低轉速下，尤其是60r/min下運行，這個轉速下的數(shù)值偏差太大了，已經(jīng)沒有參考了。而在中高轉速下的運行效果很好，論證了凸極模式的PMSM無位置傳感控制系統(tǒng)和基于磁鏈MRAS位置辨識法相結合的運行方式是最有效和準確的。2.3基于雙同步坐標系低通濾波的轉子位置檢測仿真研究圖表3-27/3-28表示的是，將轉速從0提高到60r.min時，基于DSRF-LPF旋轉高頻率電壓注入法對轉速的預測值及其偏差。圖3-27轉速60r.min時，基于DSRF-LPF旋轉高頻率電壓注入法轉速預測值及其偏差圖3-28轉速60r.min時，基于DSRF-LPF旋轉高頻率電壓注入法轉子方位的預測值及其偏差3-27最終顯示的結果是，低速穩(wěn)定運行時，轉速的實際值和預測值之間的偏差的峰值為3.83轉/分鐘，占比真實轉速6.39%；而圖表3-28表示的是在轉速從0提高至60轉/分鐘這期間，轉子的位置的真實值和預測值之間的偏差的峰值是1.7電角度。3-29/3-30是另一個更改轉速的高頻率電壓注入法，PMSM將轉速提高到600轉/分鐘時，轉速預測值及其偏差和轉子方位預測值及其偏差性。圖3-9基于DSRF-LPF和PLL凸極跟蹤算法轉速預測值及其偏差圖表3-29顯示，當轉速在600轉/分鐘時，轉速預測值與實際值之差峰值為4.8轉/分鐘;增加轉速的過程中轉速預測值與實際值之間的偏差峰值是9.45轉/分鐘。圖3-30基于DSRF-LPF凸極跟蹤算法轉子方位預測值及其偏差圖3-30顯示的是，轉子方位在轉速在600轉/分鐘時，基于DSRF-LPF凸極跟蹤算法，轉子方位的預測值與實際值之間的偏差峰值為2.87電角度。從模擬實驗中可以得出結論，DSRF-LPF的高頻率電壓注入法要優(yōu)于基于SSRF-LPF的旋轉高頻率電壓注入法。無論是在加速前、加速中還是加速穩(wěn)定后，轉速和轉子方位的預測值和實際值之間的偏差值都在不斷的縮小，而精確度在不斷的提高。轉速和轉子方位的數(shù)值相比較的話，DSRF-LPF的高頻率電壓注入法在預測轉速方面運用的更好。3無位置傳感控制器設計3.1硬件設計3.1.1變頻器主電路設計要在PMSM中使用高頻率旋轉電壓注入法，電機的D軸和Q軸的電感要有所差異，這樣才能形成凸極，凸極是使用高頻率旋轉電壓注入法所必須的條件。表4-1是實驗的永磁同步電機參數(shù)，表中顯示電機d軸和q軸電感具有較大差值，可以形成凸極，符合使用高頻率旋轉電壓注入法所必須的條件。所以這個電機的參數(shù)是可以順利進行實驗的。表4-1實驗永磁同步電機參數(shù)電機參數(shù)參數(shù)值額定功率7.5KW額定電壓380V額定單流13A額定頻率50Hz額定轉速3000r/min定子電阻*1.33Ωd軸電感*9.157*10-3Hq軸電感*15.03*10-3H轉子磁通*0.98Wb極對數(shù)1表4-l中帶有上標*的電機參數(shù)用電橋等實驗儀器在實際中測量所得變頻器選用的是交直交壓型變頻器，逆變的部分選用三電平拓撲結構的，這樣可以增加輸出的容量和電壓，還能減小電流諧波含量，能夠在高壓大功率交流電機變頻調速方面有很大的貢獻。三電平拓撲結構能將低頻振蕩和電壓偏移產生的中點電位的不平衡情況大大減小，還能減少成本。圖表4-1顯示的是變頻器主電路結構：圖4-1實驗平臺主電路圖圖表4-1所示，確定實驗所需條件為電壓額定為380V，功率額定為為7.5kW，再結合實驗室實際情況，標定變壓器為T1。圖表4-2為變壓器所用參數(shù)：表4-2整流變壓器型號及參數(shù)12脈波二極管整流成本低、效率高，且不產生額外的電磁干擾，很適合運用在變頻器的整流部分，這里的整流二極管采用的是西門康。變頻器在直流運作時，有支撐的的電容和，可以有效減少整流器輸出電流電壓是產生的諧波，而電容和在運作時除了可以屏蔽掉部分的諧波，還能將能量貯存起來。這樣可以大大減少逆變電路和整流電路同時運作時所產生的干擾電磁波，減少交變磁場，讓兩者共同運作的更加流暢。要達到這些目標，就規(guī)定了電容的容量和體積都必須要大才行，不然絕對無法正常工作，以支撐起如此龐大的儲存和過濾干擾電磁波的任務。普通的電容器容量小、價格高，所以我們所使用的的是電解電容，電解電容由于其組成材料是最為普通的工業(yè)材料，組成配件和生產車間的要求也并不高，所以物美價廉，更適合被選用。我們的實驗中的和就是電解電容，這種電容器由于制作要求不高，所以其產品精度也不高，在使用時，很容易因為充電初期電容兩端出現(xiàn)的高頻率電流而使電容短路的情況，有時甚至會導致整個線路間的設備都短路燒壞。為了防止這樣現(xiàn)象，我們經(jīng)常會將充電型電阻串聯(lián)進電解電容器和整流器的中間，當電流穩(wěn)定后，電容器的電壓也會隨之穩(wěn)定，這時就可以將電阻拆除了。由于絕緣柵型晶體管（IGBT）是一種開關配件，具有開關速度快、輸入阻抗高，驅動功率小、電路驅動簡單的特點，所以常被選用在逆變部分。IGBT的使用環(huán)境很寬松，0V就可以自動關閉，15V就可以打開了，使用起來非常方便快捷。所以在逆變部分的運用非常的廣泛。圖表4-3是你變部分的配件的參數(shù)：表4-3變頻器主要器件參數(shù)3.2DSP為核心的控制電路設計PMSM控制系統(tǒng)是由三部分組成，有外部支持設備，接口電路和中央處理器。中央處理器是PMSM的關鍵部分，它是PMSM運作的核心，這種集成電路可以在其同時接收多個端口的制定，并將這些指令反應成信號，加以計算處理，已達到控制系統(tǒng)的目的。微處理器是一種可編程化的椰樹集成電路，他所有的組件能小型化到一塊集成電路內，目前已有的微處理器五花八門，要選取最適合的一款微處理器很重要。數(shù)字信號處理（DSP）是一種有特殊結構的微處理器，它采用的是程序和數(shù)據(jù)分開的哈佛結構，有專門的硬件乘法器，能形成流水線操作的模式，來快速的對信號進行處理。DSP的特點歸納如下:(l)一個指令周期內可以完成單次加法和乘法;(2)程序和數(shù)據(jù)的訪問不相沖突，可以同時進行(3)芯片內擁有隨機存取存儲器，使存儲信息不僅可以同時進行，提高效率(4)硬件跳轉開銷成本低，接近于無（5）可以同時運行多個操作DSP28335是一款成本低、精度高、功耗小、外設備集成度高、存出來大的高性能數(shù)字信號處理器。PMSM系統(tǒng)是由無位置傳感器控制的，電機的轉動速率和轉子的具體方位是在信號處理器內部通過截取的電流和電壓來計算得出的。DSP28335由于自身缺少集成轉換部件，所以它的數(shù)字量和模擬量之間的轉換，必須通過外部的數(shù)字模擬轉換器來完成。將DSP和SCI連接起來，可以讓調試設備和DSP也連接起來，以方便在實驗時隨時進行校改參數(shù)。DSP28335還可以利用光電轉換器將電信號轉換為光信號傳送到絕緣柵雙極型晶體管上，再反過來將絕緣柵雙極型晶體管上的光信號轉換為電信號來讓功率性設備運作起來。圖4-4控制電路實物圖片片在電機工作時，光信號和電信號之間我們要選取更適合的，而電信號的抗干擾力和傳送距離都遠不如光信號，所以我們一般將編寫好的程序通過仿真器復刻到芯片內，在將外部接口連接到仿真器上，再改變電壓以符合DSP的運作特性。電機無位置傳感控制器之所以能代替機械傳感器，是截取部分合適的電流和電壓，然后將其進行計算，以得到該電流電壓下的電子的轉速和轉子的具體方位。電壓和電流的采樣精度、穩(wěn)定性直接影響無位置傳感控制中轉速和轉子位置的估計精度。因而，信號采樣電路的高精確是確保無位置傳感控制系統(tǒng)具有較高性能的前提。電流傳感器要兼顧電機額定電流和功率器件的最大電流值，功能上同時符合電機矢量控制要求。LT58-S7原邊電流測量范圍為0~±70A，有12V和15V兩種供電電壓，轉換率為1:1000，動態(tài)精度士8%，符合電流傳感器的選擇要求。與電流傳感器類似，電壓傳感器也要兼顧電機額定電壓和功率器件的最大電壓值，同時符合電機矢量控制要求。LV-28P可以根據(jù)所測量電壓范圍自選電阻使原邊電流測量范圍保持在0~±14mA，此時電壓傳感器的轉換率為2500:1000，然后根據(jù)副邊電流選配副邊電阻，LV-28P精度在士0.6%以內，線性度<0.2%，符合電壓傳感器的要求。DSP8335運作所需要的輸入電壓要求在3V以內，而傳感器的輸出電壓在正負十幾伏之間，這就使得兩者運行時必須加入電壓轉換器，不然有燒毀的風險。目前市面上通用的就是LM2904運算放大器，價格低廉，運轉速度0.6V/μs，功耗小，非常適合使用。圖4-5采樣轉換電路設計圖圖4-5中，端口AD10和端口AD20與電壓/電流傳感器連接，AD1、AD2與DSP連接。4軟件設計4.1軟件基本架構設計圖表4-6表示的是本軟件系統(tǒng)的基本框架?？梢钥匆姡琍MSM矢量控制系統(tǒng)的軟件部分由兩塊組成，一塊是初始化，主要包括了CPU的初始化、外部設備的初始化以及產生的變化量的初始化；另一塊是中斷服務程序，中斷服務程序的主要任務是當系統(tǒng)的運行出現(xiàn)緊急情況時，CPU會暫停當前所運行的程序，轉而去處理出現(xiàn)的緊急事件，處理完成后，再續(xù)接區(qū)處理之前中斷的任務。圖4-6PMSM矢量控制軟件架構圖下圖4-7所展示的就是中斷服務程序的具體運行方式。首先通過對電壓和電流的截取采樣來獲取轉子當時的方位和轉速信息，但由于電機的致謝信息無法直接通過采集數(shù)據(jù)獲得，所以加下來需要對計算得到的電流和轉速進行調節(jié)，最后才會產生SVPWM的信號。圖4-7PWM中斷服務程序的基本結構4.1.1PMSM.矢量控制的DSP實現(xiàn)圖表4-8顯示的是保持直流電流等于0時，電機矢量對系統(tǒng)的控制流程圖。這時用來改變電流大小和轉速多少的調節(jié)器我們選用積分調節(jié)器。積分調解器中的比例積分調節(jié)器更適合我們使用，它能消除調節(jié)系統(tǒng)是產生的誤差，實現(xiàn)無差調節(jié)。電解電容和運算放大器同時運作，可以達到讓積分調節(jié)器正常運作的效果，這時微處理器的運行，需要把積分器的運行方程式改變?yōu)椴罘值姆匠淌?，然后微處理器才能運行通暢。為了讓電機的勵磁電流以及轉矩電流而不會相互影響，我們要在前后兩個電流調節(jié)器中間加入一個交直軸電流解耦系統(tǒng)。然后再由PARK變化得到需要的電壓，最后注入PMSM系統(tǒng)中，讓它產生驅動程序運行的脈沖波。在圖表4-8的流程結構圖中，分別代表所給入的轉速和電流值，代表的是系統(tǒng)測算到的轉速和電流的數(shù)值。Ipark是指的當兩相旋轉坐標系變換到到兩相靜止坐標系時，需要給入的轉子的方位值。而此時的直流電流必須等于0，這也是所謂的ID=0的控制策略。圖4-8電機矢量的控制流程圖4.1.2無位置傳感算法的DSP實現(xiàn)第四節(jié)主要研究的是三種無位置傳感器的模擬運作過程，這三種無位置傳感器是基于磁鏈代數(shù)計算法、旋轉高頻率電壓注入法和基于MRAS磁鏈計算法。這三種方法，各有千秋，但都是為了替換以前的機械速度傳感器，然后把截取到電機的電子方位值和轉速的預測值數(shù)字化為變量發(fā)送到控制算法流程中。圖表4-9是第一種基于磁鏈代數(shù)算法的原理流程圖，首先截取電壓和電流值，繪畫出此電壓電流下的磁鏈，用α和β表示；然后此算法為了避免積分零點漂移產生的誤差，必須要使用頻率自適應負反饋積分器，來獲得轉子的方位值；最后用這個值計算出最終轉子的轉速。圖4-9基于磁鏈代數(shù)算法的程序流程圖圖4-10是第二種基于磁鏈的MRAS辨識法的工作原理流程圖，圖中的變量是由park變換三相電流后得出的，park變換時必須的已知量是電機的轉子方位值，又只能由無位置傳感器才能得到，這就使得park的運行收到阻礙。解決這個阻礙的方法有2種，一種是將采樣的頻率提高到一定的數(shù)值，可以用上一時刻的轉子位置值來替代此刻所需要的轉子位置值；第二種方法是用直流電流無限趨近于0的方法，實行ID=0的控制策略。圖4-10基于磁鏈的MRAS辨識法的工作原理流程圖圖表4-11顯示的是基于磁鏈的MRAS辨識法的工作原理流程圖，旋轉高頻率電壓注入法是在電機在某一頻率的電壓下運行的同時，附加上一個更高頻率的電壓，使之同時運行，利用凸極原理，獲得PWM驅動信號，然后再在此新電壓下產生的電流中，分離出更高頻率的電流，就可以計算出此時的轉子的轉動速度和位置值。在分離高頻率電流時，需要低通濾波器將最開始的低頻率電流分離出去，用來作為電流調節(jié)器的對比數(shù)據(jù)，再用高通濾波器將后產生的高頻率電流也分離出來，以此得到高頻率電流下的轉子方位值和轉動速度。圖4-11高頻率旋轉電壓注入法程序運行流程圖Observer是一種計算轉子方位值和轉速的一種估算方法，估算方法多種多樣，主要有反正切算法和PLL法。反正且算法延遲率低、反應效率高，但是其容易被其他信號干擾，所以在實際操作環(huán)境下被干擾率高，無法達到預想結果。本文所采用的則是PLL預算法。4.2設計結果本文的模擬實驗設計主要是為了研究三種計算法在實際應用中的可行性和精確度，但目前的條件只能研究低頻率狀態(tài)下的旋轉高頻電壓注入法，高頻率的電壓注入法暫時達不到其要求。而另外兩種計算法在低頻率和高頻率狀態(tài)下所產生的的結果都已經(jīng)得到了有效的印證。4.2.1基于磁鏈代數(shù)計算法實驗結果圖4-12和圖4-13展示的是電機轉速在300轉/分鐘和1200轉/分鐘的運行速度下，通過基于磁鏈代數(shù)計算法所得到的為轉子預測值和實際值。代表預測值，為實際監(jiān)測到的數(shù)值，轉子方位預測值和實際值的差距用error-表示。100ms/格20m/格圖4-12是在轉速為300轉/分鐘下的基于磁鏈代數(shù)計算法對轉子方位值的預測值和實際值圖4-13是在轉速為1200轉/分鐘時的基于磁鏈代數(shù)計算法對轉子方位的預測值和實際值圖4-14轉速在300r/min時的基于磁鏈代數(shù)計算法轉子方位值的預測和實際之差圖4-15轉速在1200r/min時的基于磁鏈代數(shù)計算法轉子方位值的預測和實際之差圖4-12和4-10中可以得出結論，電機在轉速為300轉/分鐘的速度下，基于磁鏈代數(shù)算法檢測到的轉子的方位的預測值可以更好的檢測到它的實際值，想著的偏差很小，只有1.7電角度。而圖表4-13和4-15得到結論，轉速為1200轉/分鐘時，這個預測值和實際值之間的偏差峰值在2.3電角度，偏差角度比低轉速下要略大。4.2.2基于磁鏈的MRAS辨識法實驗結果圖表4-16和4-12分別表示的是在轉速為600轉/分鐘和1200轉/分鐘時，MRAS檢測到的轉子方位的預測值和實際值。其中，預測值用表示，實際值用表示。圖表4-18和4-19表示的是，轉速為600轉/分鐘和1200轉/分鐘時，MRAS計算法對轉子方位的預測和實際值之間的偏差量。觀察圖4-16和圖4-18可以得出結論，轉速在600轉/分鐘時，MRAS計算法對轉子位置預測值和實際值之間的誤差峰值是1.1電角度；觀察圖4-17和圖4-19得出結論，當電機轉速在1200轉/