功率分配器合成器

第5章

功率分配器/合成器

5.1功率分配器的根本原理 5.2集總參數(shù)功率分配器 5.3分布參數(shù)功率分配器125.1功率分配器的根本原理 5.1.1功率分配器的技術(shù)指標——承受功率在大功率分配器/合成器中,電路元件所能承受的最大功率是核心指標，它決定了采用什么形式的傳輸線才能實現(xiàn)設(shè)計任務(wù)。一般地,傳輸線承受功率由小到大的次序是微帶線、帶狀線、同軸線、空氣帶狀線、空氣同軸線,要根據(jù)設(shè)計任務(wù)來選擇用何種傳輸線。 5.1.1功率分配器的技術(shù)指標——頻率范圍、分配損耗頻率范圍：這是各種射頻/微波電路的工作前提,功率分配器的設(shè)計結(jié)構(gòu)與工作頻率密切相關(guān)。必須首先明確分配器的工作頻率,才能進行下面的設(shè)計。分配損耗：主路到支路的分配損耗實質(zhì)上與功率分配器的功率分配比有關(guān)。如兩等分功率分配器的分配損耗是3dB,四等分功率分配器的分配損耗是6dB。定義34 5.1.1功率分配器的技術(shù)指標——插入損耗

由于傳輸線的介質(zhì)或?qū)w不理想等因素，考慮輸入端的駐波比所帶來的損耗。定義Ai=A-Ad，其中,A是實際測量值。在其他支路端口接匹配負載,測量主路到某一支路間的傳輸損耗?？梢韵胂螅珹的理想值就是Ad。在功率分配器的實際工作中，幾乎都是用A作為研究對象。5 5.1.1功率分配器的技術(shù)指標——隔離度、駐波比隔離度：支路端口間的隔離度是功率分配器的另一個重要指標。如果從每個支路端口輸入功率只能從主路端口輸出，而不應(yīng)該從其他支路輸出，這就要求支路之間有足夠的隔離度。在主路和其他支路都接匹配負載的情況下，i口和j口的隔離度定義為駐波比：每個端口的電壓駐波比越小越好。 5.1.2功率分配器的原理 一分為二功率分配器是三端口網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)，如下圖。信號輸入端的功率為P1,而其他兩個輸出端口的功率分別為P2和P3。由能量守恒定律可知P1=P2+P3。 如果P2〔dBm〕=P3〔dBm〕,三端功率間的關(guān)系可寫成 P2(dBm)=P3(dBm) =Pin(dBm)-3dB

當然,P2并不一定要等于P3,只是相等的情況在實際電路中最常用。因此,功率分配器可分為等分型〔P2=P3〕和比例型〔P2=kP3〕兩種類型。65.2集總參數(shù)功率分配器 5.2.1等分型功率分配器 根據(jù)電路使用元件的不同,可分為電阻式和L-C式兩種情況。

1.電阻式

僅利用電阻設(shè)計,按結(jié)構(gòu)可分成△形和Y形圖5-2△形和Y形電阻式功率分配器7輸入端與饋線是匹配的：功分器的輸入阻抗為Z0/3+2Z0/3=Z0；從輸出端口看也是匹配的：從所有三端口看是對稱的，S11=S22=S33=0。8(5-2)假設(shè)假定所有端口端接特性阻抗為Z0

2.L-C式 利用電感及電容進行設(shè)計。按結(jié)構(gòu)可分成低通型和高通型。圖5-4L-C式集總參數(shù)功率分配器低通型高通型9Z0的作用? 5.2.2比例型功率分配器 比例型功率分配器的兩個輸出口的功率不相等。假定一個支路端口與主路端口的功率比為k,可按照下面公式設(shè)計圖5-4〔a〕所示低通式L-C式集總參數(shù)比例功率分配器。

(5-5)10 5.2.3集總參數(shù)功率分配器的設(shè)計方法 集總參數(shù)功率分配器的設(shè)計就是要計算出各個電感、電容或電阻的值。

11 設(shè)f0=750MHz,Z0=50Ω,k=0.1,且要求在750±50MHz的范圍內(nèi)S11≤-10dB,S21≥-4dB,S31≥-4dB。在電路實現(xiàn)上采用圖5-4〔a〕所示的低通式L-C式集總參數(shù)比例功率分配器結(jié)構(gòu)。 利用公式〔5-5〕計算可得Zs=47.4Ω→Ls=10.065nH選定Ls=10nH；Zp=150Ω→Cp=1.415pF選定Cp=1.4pF。圖5-7功率分配器電路仿真結(jié)果要求在750±50MHz的范圍內(nèi)S11≤-10dB,S21≥-4dB,S31≥-4dB125.3分布參數(shù)功率分配器

5.3.1微帶線功率分配器 功率分配器/合成器有兩路和多路或三路情況。

1.兩路功率分配器 圖5-8是兩路微帶線威爾金森功率分配器示意圖。圖5-8威爾金森功率分配器這是一個功率等分器,P2=P3=P1-3dB,Z0是特性阻抗,λg是信號的波導(dǎo)波長,2Z0是隔離電阻。當信號從端口1輸入時，功率從端口2和端口3等功率輸出。13 隔離電阻的作用:假設(shè)信號由于某種原因在輸出端口2處發(fā)生反射。反射信號一局部功率經(jīng)過隔離電阻R傳至輸出端口3；14另一局部功率反射回輸入端口，并在支線處再度分配，重新由兩支路傳輸至兩個輸出端口；由于阻抗變換線的長度為λ/4，那么兩路反射信號到達端口3時的電長度相差π，所以在端口3處，兩路信號相位相反，彼此相消，從而實現(xiàn)各兩輸出端口之間的相互隔離。15阻抗值推導(dǎo)：〔設(shè)端口3和端口2的輸出功率比為k2〕U2=U3Z2=k2Z3可選為了保證端口1匹配從接頭處分別向支臂1-2和支臂1-3看去的輸入阻抗關(guān)系Z2=k2Z3為了實現(xiàn)端口2和端口3隔離R的推導(dǎo)過程詳見《微波技術(shù)根底》在等功率分配的情況下,即P2=P3,k=1

微帶線功率分配器的實際結(jié)構(gòu)可以是圓環(huán)形,便于加工和隔離電阻的安裝,如圖5-9所示。

圖5-9微帶線功率分配器1617 設(shè)計實例： 設(shè)工作頻率為f0=750MHz,特性阻抗為Z0=50Ω,功率比例為k=1,且要求在750±50MHz的范圍內(nèi)S11≤-20dB,S21≥-4dB,S31≥-4dB。由式〔5-13〕可知Z02=Z03=Z0=70.7Ω,R=2Z0=100Ω。采用微波設(shè)計軟件進行仿真,功率分配器電路圖及仿真結(jié)果如下圖。圖5-10功率分配器電路圖及仿真結(jié)果(a)功率分配器電路圖；

(b)仿真結(jié)果

微帶型Wilkinson功分器設(shè)計與實現(xiàn)**程敏鋒.微帶型Wilkinson功分器設(shè)計與實現(xiàn).現(xiàn)代電子技術(shù).2006,20該文設(shè)計的功分器工作在0.9~1.1GHz頻段,中心頻率1.0GHz,采用雙面敷銅的FR4介質(zhì)板,相對介電常數(shù)εr=4.3,厚度h=1.5mm,要求通帶內(nèi)各端口反射系數(shù)小于-20dB,端口2和端口3之間的隔離度小于-20dB,端口1和端口2之間的耦合度小于3.5dB〔在理想情況下,中心頻率處的回波損耗和隔離度應(yīng)該接近負無窮大,耦合度應(yīng)該盡量接近3dB〕。18

初始值計算：根據(jù)傳輸線特性阻抗計算方法,可以得到特性阻抗為Z0=50Ω的傳輸線寬度W1=3mm,

Z02=Z03=70.7Ω的傳輸線寬度W2=1.52mm，λ/4的70.7Ω傳輸線長度L=41.28mm。

軟件仿真：在ADS的軟件環(huán)境中選取各種需要的微帶線工具,根據(jù)上面獲得的數(shù)據(jù)設(shè)置好各個元件的初值。

軟件優(yōu)化：將λ/4的傳輸線長度L和他的寬度W2設(shè)置為變量,將S11,S21,S23作為優(yōu)化指標,然后不斷進行迭代運算和優(yōu)化,最后得到W2=1.8mm，L=42.35mm,仿真得到S11,S21,S23的值如圖中實線。19功分器各性能指標的測量采用Agilent公司的E5071B網(wǎng)絡(luò)分析儀,測試時3個端口的其中之一接50Ω匹配負載,S11,S21,S23的測試值與仿真值的比較如下圖,從測試結(jié)果可見,中心頻率有很小的偏移,S21產(chǎn)生一定誤差,這是由于實驗采用的雙面敷銅介質(zhì)板本身功率損耗較大且FR4的實際介電常數(shù)有偏差的原因。其余各指標均到達設(shè)計目標,且測試與仿真值整體上吻合較好。20

以上對功率分配器的分析都是對中心頻率而言的情形,和其他的微帶電路元件一樣,功率分配器也有一定的頻率特性。21單節(jié)頻帶邊緣頻率之比f2/f1輸入駐波比兩端口隔離度1.44<1.22>20dB21.4214.7dB

為了進一步加寬工作頻帶,可以用多節(jié)的寬頻帶功率分配器,即和其他一些寬頻帶器件一樣,可以增加節(jié)數(shù),即增加λg/4線段和相應(yīng)的隔離電阻R的數(shù)目。多節(jié)功率分配器頻帶邊緣頻率之比f2/f1輸入駐波比兩端口隔離度2（n=2）<1.11>27dB4（n=4）<1.10>26dB10（n=7）<1.21>19dB寬帶功分器的設(shè)計與仿真**趙蘭.寬帶Wilkinson功分器的研制.材料導(dǎo)報.2007,21(11A)22在多節(jié)階梯式阻抗變換器中，假設(shè)各阻抗階梯所產(chǎn)生的反射波彼此抵消，便可以使匹配的頻帶得以展寬。為了便于分析，取多節(jié)變阻器具有對稱結(jié)構(gòu)，即變阻器前后對稱位置跳變點的反射系數(shù)相等，即從Z0=1的傳輸線向負載方向看去的反射系數(shù)Γ，為各連接點反射的總和，包括反射系數(shù)的模值和他們之間的相位關(guān)系。對于理想多節(jié)變阻器，經(jīng)過變阻后，在Z0=1的傳輸線上，反射系數(shù)Γ應(yīng)等于0。23設(shè)計的是一個工作頻帶在4~12GHz，功分比為l:1的二路帶狀線型wilkinson功分器。具體實現(xiàn)是采用平行耦合帶狀線，結(jié)合多節(jié)λ/4阻抗變換器相級連的形式。由于頻帶寬度為3倍頻，根據(jù)多節(jié)阻抗變換原理，為了要到達此帶寬要求，λ/4阻抗變換器至少為3節(jié)。根據(jù)各項指標(工作頻段、輸人輸出端口的駐波、輸出端口間的隔離度)要求，由寬帶功分器設(shè)計理論確定功分器具體結(jié)構(gòu)，并計算出各段λ/4阻抗變換器的特性阻抗，以及隔離電阻的阻值。這里用軟件計算出對應(yīng)特性阻抗的帶狀線寬度，以及對應(yīng)于中心頻率為8GHz的λ/4帶狀線長度。用三維電磁場仿真軟件HFSS對功分器進行建模仿真。2425將功分器電路印制在一塊厚度為0.8mm，介電常數(shù)為2.25的雙面敷銅介質(zhì)板上，在它的上面蓋一塊厚度同為0.8mm，介電常數(shù)同為2.25，尺寸相同的單面敷銅介質(zhì)板。兩塊介質(zhì)基板放在做好的鋁質(zhì)腔盒中，并用螺釘固定，實現(xiàn)上下兩介質(zhì)基板很好的接地與屏蔽作用，以此來模擬帶狀線的形式。值得注意的是，由于隔離電阻并非平面結(jié)構(gòu)，而是有一定的體積，所以在上面的介質(zhì)基板上事先用刀片挖掉一局部介質(zhì)，預(yù)留出電阻的位置，從而保證了兩片介質(zhì)片緊密地接合。26工作頻帶到達4~12GHz的設(shè)計要求，在隔離指標上，通過對隔離電阻位置進行微調(diào)，使得實測的隔離度指標與仿真結(jié)果保持了相當高的一致性，在整個頻帶內(nèi)均大于20dB。輸出端口駐波的實測結(jié)果較仿真結(jié)果稍差.主要是由于本例所用的隔離電阻為貼片電阻，焊接在兩平行微帶之間，由于電阻的寄生效應(yīng)，使匹配性能和隔離性能變壞，但總體趨勢還是一致的，兩輸出端口駐波系數(shù)均在1.2以下.27實測的兩路傳輸損耗在3.5dB左右，與仿真結(jié)果的3dB相比較差，雖然已經(jīng)對微帶線鍍銀以降低傳輸損耗，但介質(zhì)板的損耗和不均勻性同樣造成了損耗的增加。輸入端口駐波的實測結(jié)果較仿真結(jié)果稍差.主要是由于本例所用的隔離電阻為貼片電阻，焊接在兩平行微帶之間，由于電阻的寄生效應(yīng)，使匹配性能和隔離性能變壞，但總體趨勢還是一致的，輸入端口最大點駐波系數(shù)為1.35. 多節(jié)寬帶功率分配器的極限情況是漸變線形,如下圖,隔離電阻用扇型薄膜結(jié)構(gòu)。28漸變線功率分配器圖5-12N路功率分配器292.多路功率分配器/合成器有的時候需要將功率分成N份,這就需要N路功率分配器,如圖5-12所示 與兩路功率分配器相似,N路功率分配器要滿足如下條件：輸入端口要匹配無反射；各路輸出功率之比,P1∶P2∶P3∶…∶Pn=k1∶k2∶k3∶…∶kn；各路輸出電壓U1、U2、U３、…、Un等幅同相。 可得N路功率分配器電路的相關(guān)參數(shù)。取各路負載阻值和特性阻抗為:(5-14)(5-15)30通過計算后可得各路的隔離電阻值圖5-13一分為四的兩種形式31級聯(lián)的設(shè)計方法有兩種,區(qū)別在于微帶線段的特性阻抗和隔離電阻值,由設(shè)計任務(wù)的尺寸等因素決定采用哪個方法。 如果要設(shè)計輸出端口為奇數(shù)的功率分配器,也可利用這種2n功率分配器方案進行設(shè)計。在級聯(lián)的上一級做不等分,將少局部功率直接輸出,多局部功率再做等分。合理調(diào)整分配比,總可以實現(xiàn)任意奇數(shù)個分配口輸出。

32圖5-14三等分功率分配器33三等分功率分配器可以采用圖5-14所示結(jié)構(gòu)。圖中給出了所有參數(shù)值,輸入信號為中心點,可以用微帶地板穿孔的方法實現(xiàn),輸入端與三個輸出端的平面垂直。只要設(shè)計加工得當,各項指標都可以做的很好。

5.3.2其他分布參數(shù)功率分配器 其他分布參數(shù)功率分配器的根本結(jié)構(gòu)包括帶狀線、波導(dǎo)、同軸結(jié)構(gòu)?？諝鈳罹€是大功率微波頻率低端常用結(jié)構(gòu),原理與微帶線威爾金森功率分配器相同,只是每段傳輸線的特性阻抗的實現(xiàn)要用到帶狀線計算公式。(承受大功率就是要加大各個結(jié)構(gòu)尺寸。)微波高端常用到波導(dǎo)T形接頭或魔T結(jié)構(gòu)。同軸結(jié)構(gòu)加工困難,盡可能少用。34同軸功分器**吳鋒濤.同軸高功率超寬帶功分器研究.強激光與粒子束.2006,18(7)采用陣列天線的技術(shù)來提高探測距離是較為理想的選擇,陣列天線的關(guān)鍵技術(shù)功分器的研制就顯得尤為重要。普通低功率功分器的制作比較簡單,設(shè)計方法比較成熟,但是超寬帶高功率功分器因為要防止高壓擊穿,所以研制就比較困難。同軸功分器結(jié)構(gòu)示意圖35為了簡化結(jié)構(gòu),便于加工,該文首次采用先阻抗變換,再功分的形式。由于功分器直接和天線相連,輸出端的相互耦合對于發(fā)射影響不是很大,為了簡化設(shè)計,這里沒有采用隔離電阻來提高輸出端的隔離度,實踐證明這種方案是可行的。阻抗變換的設(shè)計要設(shè)計的一分為二功分器的阻抗變換比為R=2,ωq=1.2,最大電壓駐波比為1.2,由切比雪夫響應(yīng)公式求得n=3。采用比較系數(shù)法可以求得變換段的電阻分別為29.7,35.3和42.1Ω。根據(jù)同軸線的阻抗公式可以求得內(nèi)外半徑之比,因此,選擇適宜的同軸外徑,就可以確定相應(yīng)的內(nèi)徑。要設(shè)計的一分為四功分器的阻抗變換比為R=4,ωq=1.2,最大電壓駐波比為1.5,求得n=4。采用比較系數(shù)法可以求得變換段的電阻分別為14.9,20.9,29.9和4