交流參數穩(wěn)壓電源諧波抑制技術研究

本文主要研究單相SPWM逆變器輸出電壓諧波及抑制諧波的方法并為單相單極性倍頻首先，根據SPWM原理和傅里葉級數理論，建立了SPWM逆變器輸出電壓的數學模要方向之一。隨著電子技術的發(fā)展，出現了多種PWM技術，其中包括：相電壓控制PWM、脈寬1.1.2PWM逆變器及其應用隨著微電子學、電力電子技術、自動控制理論等相關學科的發(fā)展，采用脈沖寬度調制技術的逆變器已經作為現代電力電子技術中最基本裝置之一。因為其優(yōu)良的性能使得PWM技術成為了逆變器的主要控制技術并且得到了廣泛的應用。在交流變頻調速系統(tǒng)、逆變器。不急如此PWM逆變器還應用在高壓直流輸電的用電段、特種電源等電力電子裝置中。技術在這種加工將起到重要作用。今后，隨著工業(yè)和科學技術的發(fā)展，用戶對電能質量的要求將越來越高，包括市電電網在內的所有原始電能的質量可能滿足不了用戶的要求，必須經過加工后才能使用，而PWM逆變器PWM逆變器的廣泛應用不僅可以提高了電力電子裝置效率和可靠性同時還可以減小電力電子裝置體積和重量、節(jié)省材料、降低成本等。其次也為機電一體化、智能化奠定了重要的基礎。但是不能忽略的是因為PWM逆變器廣泛的應用，將電力電子裝置變成為最大的干擾源。由于諸多方面的限制使得PWM逆變器輸出電壓、電流波形中含有較高諧波1.對旋轉電機(發(fā)電機和電動機)產生轉矩脈動、附加功耗(銅損和鐵)并導致發(fā)熱，還可能引起振動乃至諧振。還有可能產生電磁噪音從而污染環(huán)境。諧波對電力電纜也會造成過負荷或過電壓而擊穿[3.加變壓器負載的損耗，特別是當發(fā)生并聯諧振和并聯諧振，從而使諧波放大時，會使損耗大大增加，甚至引起嚴重事故。4.造成繼電保護和自動控制裝置誤動作，并使電5.諧波所產生的電磁干擾(EMI)會對鄰近的通信系統(tǒng)產生干擾，輕者產生噪聲，降低通信質量；重者導致信息丟失，使通信系統(tǒng)無法正常工作。因為諧波有著很多危害，而當今社會又倡導著“綠色化”,所以如何能更好的抑制電力電子裝置的諧波已成為迫在眉睫的問題，更是未來社會不可避免要面對的顯示，所以如何減小逆變器輸出諧波也是當今科學家主要關注的問題。所以必須對各種PWM技術的逆變器進行輸出諧波抑分析、對比，再次此基礎上找到抑制其諧波的方法同時還要對各抑制諧波技術進行深入研究，找到最合適的方法使各種PWM逆變器所產生諧波減小，這樣就因此，本課題的研究將對我國未來節(jié)能供電、高質量供電、高性能供電技術的發(fā)展有一定的積極作用，能夠實現高效、低污染地利用電能.第2章單相SPWM逆變器輸出電壓諧波分析2.2單極性SPWM逆變器輸出電壓諧波分析圖2-1PWM逆變電路8820268本文PWM調制電路是采用兩相調制信號(互為反相)與載波比較得到四路(含互補)控制mXtutsFcoudFr圖2-3MATLAB/SIMULINK下單極性SPWM波形調制電路原理圖選擇正選調制頻率50Hz,三角載波頻率1KHz,經過調制以后逆變橋輸出的四個PWM脈沖如圖0壓輸出和電流輸出圖2-5單極性SPWM逆變器未濾波輸出電壓及電流3、調制深度m=0.9,基波頻率為50HzQ0s0oF00圖2-6當M=0.5,N=20時單極性SPWM逆變器輸出電壓頻譜圖0圖2-7當M=0.5,N=35時單極性SPWM逆變器輸出電壓頻譜圖酬逸作明和酬逸作明和與圖2-8當M=0.9,N=35時單極性SPWM逆變器輸出電壓頻譜圖圖2-9當M=1,N=20時單極性SPWM逆變器輸出電壓頻譜圖啊遣作明和啊遣作明和600圖2-10當M=1,N=35時單極性SPWM逆變器輸出電壓頻譜圖通過以上四種情況的FFT分析，當M=0.5和N=20的時候值得考慮的最低次諧波為17減少了。而且在開關頻率(載波頻率)為1000Hz、1750Hz時分別不含有15次諧波、35次率(載波頻率)整數倍的諧波。隨著載波比的不斷增加，最低次諧波離基波就遠，也就mm27n圖圖2-13四個逆變橋輸出電壓圖2-14雙極性SPWM未濾波輸出電壓、電流波形圖實驗取圖2-15當M=0.5,N=20時雙極性SPWM逆變器輸出電壓頻譜圖—FFT1綜上所述，可以發(fā)現雙極性SPWM控制策略下的逆變器輸出電壓諧波有著有單極性同一正弦波比較產生)。單極性倍頻調制含有2個基選擇正選調制頻50Hz,三角載波頻率1KHz,經過調制以后逆變橋輸出的四個PWM脈沖如圖圖2-.22四個逆變橋輸出電壓波形w圖2-23單極性倍頻SPWM逆變器未濾波輸出電壓及電流波形1、調制深度m=0.5,基波頻率為50Hz,載波頻率為1000Hz(N=20);圖2-24當M=0.5,N=20時單極性倍頻SPWM逆變器輸出電壓頻譜圖Poncamental(60Hz)=151.7.00圖2-25當M=0.5,N=35時單極性倍頻SPWM逆變器輸出電壓頻譜圖Fundamental(50Hz)=271.5.50圖2-26當M=0.9,N=35時單極性倍頻SPWM逆變器輸出電壓頻譜圖0圖2-27當M=1,N=20時單極性倍頻SPWM逆變器輸出電壓頻譜圖Fundamental(60Hz)-299.5.T50圖2-28當M=1,N=20時單極性倍頻SPWM逆變器輸出電壓頻譜圖低次諧波是37次諧波，最高次諧波是39次和41次諧波，其幅值是基波電壓的73%;當N=35性控制策略諧波抑制能力都養(yǎng)強。它僅僅作了很簡單的改進但是可實現了大幅度提升性逆變器諧波抑制方法研究從上一章的研究可以發(fā)現在無論在那種載波控制方式下，單相SPWM逆變器輸出電壓中總是含有一定比例的諧波，并且輸出電壓都不是呈現出正弦波。所以本章專門針對SPWM逆變器輸出電壓的諧波進行了抑制方法的研究。通常來說對逆變器輸出電壓中的諧波抑制有五種方法：改變載波比法、注入適當的諧波法、特定諧波消除法、抑制諧波的趨近采樣法和低通濾波器法。本文從實際工程角度出發(fā)主要研究了改變載波比逆變器的輸出電壓中的諧波。3.1改變載波比法通過單相SPWM逆變器輸出電壓的諧波分析可以得到輸出電壓諧波一般分布在載波的整數倍周圍，即載波頻率的大小影響著單相SPWM逆變器輸出電壓諧波。所以為了消除輸出電壓的低次和某些奇次諧波，必須要選擇合適的載波頻率，即載波比。并且選擇的載波頻率越高，單相SPWM逆變器輸出電壓的主要諧波也會分布在較高的頻率波段，所需的濾波器的體積就越小。通常選擇載波頻率時總是要求載波比為整數，并能抑制3的整數倍次諧波。一般來說，對于特大功率的逆變器，由于大功率開關性能較差，并且多數情況工作在硬性開關狀態(tài)，為了得到較高的逆變效率應選在N≤9。對于大中功率無死區(qū)的逆變器，開關器件的性能較好些，而且緩沖電路或者軟開關工作方式對開關工程的改善逆變效率下降的不是很多，所以可以選取9≤N≤21。對于中小功率無死區(qū)的逆變器，開關性能好，由于緩沖電路過軟開關工作方式，開關損耗應該小一些，可以選取N≥21。特別是工作在軟開關狀態(tài)下的小功率UPS,可以選取N≥100,是逆變器的開關頻率增加到20KHz以上。這樣，如不考慮減小環(huán)流或短路電流濾波器的參數更會變得很小，有時只要用很小的電容就可以很有效的過濾掉高次諧波。當開關頻率增加到20KHz以上以后，又消除了逆變器的可聞噪音。若選取的載波比很大的時候，載波比選取的是奇數還是偶數影響就不是很大了，所以可以隨便選擇。這時可以選擇同步調制也可以選擇異步調制。還有一種情況就是N的數值取得較小時，比如N≤21時，會使輸出的頻率和邊頻諧波頻率很接近，從而產生跳動，就會使特性顯著變壞導致不能使用。但在實際情況中實現選定的載波頻率時，無論采用任何電路，總會有產生一定的不的同步調制困難，輸出電壓電流中出現偶次諧波。防止以上情況的出現，盡可能減小載波頻誤差，可在SPWM的實現中強行使載波和正弦調波同步，使載波頻率精確實現。還有不可忽視的一點就是在提高載波頻率消除逆變器的低次諧波減小電機的諧波損耗的同時也會使逆變器開關損耗大幅增加。3.1.2仿真結果因為在本文中單相SPWM逆變器采用的是雙極性控制策略，通過上一節(jié)分析可知在雙極性控制策略下載波比為奇數的時候不含有偶次諧波，所以載波比選為奇整數。通過查找資料可以知道中小型功率逆變器中，SPWM的載波一般選取在3000Hz左右為宜，下面利用MATLAB來驗證結果：SatectadmlgSatectadmlgt:3ayctemFFTwi為了更好觀察輸出電壓波形，仿真中加入了濾波電路。Seleotedsignal:3cyclo60- 00Fuodamontal(601Hz)=Fraφuena圖3-2當N=57時逆變器輸出電壓在做仿真的時候可以發(fā)現在載波頻率為8000HZ是THD值更小，但是隨著載波比的增加，開關損耗也會增加。所以綜合考慮還是選擇載波比為57更加合適。當N=63的時候，經過FFT分析可以發(fā)現輸出電壓的諧波明顯增加，所以這更加證明了不同的載波比會對系統(tǒng)的輸出電壓波形質量產生很大的影響，而對于中小逆變器選取合適的載波頻率對消除輸出電壓的諧波含量有非常大的作用。0632圖3-3當N=63時逆變器輸出電壓3.2注入適當的諧波法3.2.1理論基礎注入適當的載波法是在SPWM的正弦調制波中疊加一定比例的3倍次諧波，這樣做的益處在于不僅可以提高了直流電源電壓利用率，同時又可以使逆變器具有良好的諧波抑制特性。一般當逆變器應用于交流電機驅動體參數：功率186.5VA,額定電壓110V,極對數2,空載運行。逆變器采用雙極性調制策略，載波為共用的等腰三角波，載波頻率為1000Hz,調制波為單相正弦波，基波頻率為50Hz,調制度為0.9。bt圖3-4MATLAB/simulink下注入諧波后的雙極性SPWM控制方式調制電路圖后的調制波波形圖和逆變器輸出的線電壓。00圖3-10當k?=0.2時線電壓的頻譜0.0150.02Fundamentat(60Hz)267.400L圖3-12當k?=0.3時線電壓的頻譜0.0150.02020o026000圖3-15k?=0.8的正弦調制波腳俗中和言Fundarmentat(50Hz)-263.THD-腳俗中和言Fundarmentat(50Hz)-263.THD-0Fr份quen始y(Hz)L上面在不同k?情況下逆變器輸出電壓的THD,可以發(fā)現在為0.1、0.2和0.5的時候逆變器3.3低通濾波器法圖3-17濾波電路√LC.為了實現濾波器輸出電壓能接近正弦波同時又不會造成諧振，就要令LC濾波器的截止頻率必須要遠遠小于SPWM電壓中含有的最低次諧波的頻率同時還要滿足遠遠大于調制波頻率。通過查閱資料，一般都推薦PWM逆變器中的LC截止頻率的選擇最好要滿足以下的條件3.3.1巴特沃思型濾波器參數設計LC濾波器的諧振頻率是由L和C的乘積所決定的。一般選擇濾波器的類型要根據濾波器衰減特性從而選擇濾波器的參數。諸如：巴特沃思型濾波器或切比雪夫型濾波器、貝塞爾型濾波器等。因為巴特沃思型濾波器是所有濾波器中具有最大平坦響應的，并且實際測試特性與仿真的結果較為接近，因此本次論文將推薦采用巴特沃斯型二階低通濾波器來濾除單極性倍頻中的高次諧波。巴特沃思型濾波器的衰減量計算公式由巴特沃思函數所確定：f通過上式可以知道，巴特沃斯型低通濾波器的的截止頻率剛好位于-3dB衰減點上。歸一化巴特沃思型濾波器參數計算按照下式進行：上式中：n為濾波器的階數，它是電容和電感元件個數的和，列如當n=2時，就表示電路中含有一個電容和一個電感，即k=1;π(2k-1)/2n是用弧度來表示的。所以根據上式在這里所提到的歸一化就是指把需要設計的濾波器性能指標到角頻率為1rad/s,也就是RL為w=0時的負載阻抗。一般情況下選R=(0.5~0.8)RL本次論文研究是在一種理想的情況濾波器的電感為輸出電壓U?=300V;容量1KVA,純電阻負載；輸出基波頻率f為50Hz;載波頻率f為6000Hz;調制比M為0.9,;采用單極性倍頻控制策略。根據公式18選取的截止頻率為：fo=0.1×f=600Hz(2N-3)×f50歐姆。將參數帶入公式(3-6)至(3-9)中，可以得到計算公式為：取L=0.0188H;C=7.502×10-?F,然后代入單極性倍頻SPWM逆變器中驗證結果。3.3.3仿真結果本文利用MATLAB/simulink驗證設計濾波器的結果，逆變器的電路如下圖：pula.hpe根據設計的濾波器參數進行試驗，設定的最高分析頻率為20KHZ。逆變器沒有帶濾波器的時候。輸出電