《射頻通信全鏈路系統(tǒng)設計》 課件 第3、4章 射頻收發(fā)機架構、射頻通信接收機設計

射頻通信全鏈路系統(tǒng)設計馬文建等編著機械工業(yè)出版社第3章射頻收發(fā)機架構第3章射頻收發(fā)機架構學習目標熟悉超外差(Supperheterodyne)、直接變頻(DirectConversion)和射頻直采(DirectRFSampling)收發(fā)機架構基本工作原理，能結合性能、成本、體積、功耗、魯棒性等因素進行架構的對比與選擇。熟悉典型零中頻RFIC和射頻直采RFIC的結構框架和性能參數，了解其系統(tǒng)設計方法。了解射頻收發(fā)機架構的演進訴求和演進方向。知識框架3.1超外差架構3.1.1基本原理3.1.2特性分析3.1.3設計考慮3.2零中頻架構3.2.1基本原理3.2.2特性分析3.2.3設計考慮3.3射頻直采架構3.3.1基本原理3.3.2特性分析3.3.3設計考慮3.4架構對比與選擇3.5射頻收發(fā)器3.5.1零中頻RFIC3.5.2射頻直采RFIC3.6架構演進3.6.1演進訴求3.6.2演進方向3.6.3演進示例3.1超外差架構超外差架構是最傳統(tǒng)、最常用的收發(fā)機架構，該架構由EdwinHowardArmstrong于1917年提出。超外差架構收發(fā)機經過多年的應用與發(fā)展，目前已擁有非常成熟的技術和理論支撐，并被普遍應用于通信系統(tǒng)中。3.1.1基本原理FDD模式下的典型超外差式收發(fā)機基本結構3.1超外差架構接收方向分析過程中，需特別注意以下幾點：Duplexer提供足夠高的收發(fā)隔離度和接收帶外抑制，防止LNA產生不必要的非線性失真，甚至飽和。3.1.1基本原理Duplexer的插損和LNA的噪聲系數、增益對接收機的靜態(tài)靈敏度起重要作用。需要Duplexer提供盡可能低的插損，以及LNA提供盡可能低的噪聲系數和盡可能高的增益。但是，Duplexer的插損和帶外抑制往往存在對立關系，需折中考慮。并且LNA的增益越高，越容易造成后級電路的非線性失真，甚至飽和，因此也需要折中考慮。典型超外差式接收機頻率分析3.1超外差架構接收方向分析過程中，需特別注意以下幾點：RFBPF通常為SAW濾波器，主要用于頻帶選擇，進一步抑制發(fā)射泄露、鏡像以及其他干擾。RFVGA主要有兩個作用：一是提供足夠大的增益（對于使用無源混頻器的接收機尤為重要），從而盡可能降低后級電路對接收機噪聲系數的影響；二是可以提供足夠大的衰減，以保證接收機的動態(tài)范圍。IFBPF通常也為SAW濾波器，主要用于信道選擇（固定中頻場景），抑制鄰信道干擾、下變頻產生的混疊和非線性失真干擾，以及ADC采樣過程中的混疊干擾。IFVGA一般需要具備較高的OIP3和增益，從而降低對前級混頻器輸入信號功率的需求，增加混頻器的回退量，保證接收機的線性。同時，與前級RFVGA一起構成接收機的模擬動態(tài)范圍。3.1.1基本原理3.1超外差架構發(fā)射方向分析過程中，需特別注意以下幾點：IFBPF通常為SAW或LTCC濾波器，主要用于濾除DAC產生的混疊雜散和諧波干擾。如果DAC輸出雜散在可控范圍內，為節(jié)約成本，常常將該IFBPF直接旁路。3.1.1基本原理典型超外差式發(fā)射機頻率分析對于選擇無源混頻器的發(fā)射機，為保證發(fā)射機線性，需控制混頻器的輸入信號功率，因此一般選擇增益相對較小的中頻放大器，或者直接旁路。但由于在中頻獲得較高增益所需的功耗比在射頻獲得同樣增益所需的功耗低很多，且更穩(wěn)定。因此，在設計過程中，需根據所選混頻器的性能折中考慮3.1超外差架構發(fā)射方向分析過程中，需特別注意以下幾點：RFVGA為發(fā)射機提供合適的模擬動態(tài)范圍，并對輸出功率進行頻率補償，以達到驅動功放的合適功率水平。在RFVGA設計選型中，需在保證足夠動態(tài)范圍的前提下，盡可能降低非線性失真，以減少對發(fā)射通道DPD性能的影響。RFBPF通常為SAW濾波器，用于選擇所需的射頻信號，抑制上變頻中產生的其他混疊雜散信號。此濾波器對插損性能要求不高，但需保證具有足夠低的回損，從而降低因匹配不良對后級驅放、功放的影響。PA的增益和非線性對負載非常敏感，因此對于大功率輸出的基站產品，一般都會在功放后級插入隔離器，以減少天線輸入阻抗變化所產生的影響。Duplexer進一步抑制發(fā)射機帶外噪聲和雜散干擾，并且提供足夠高的收發(fā)隔離度，以降低發(fā)射對接收的干擾。顯然，在保證足夠帶外抑制的前提下，需要盡可能減小Duplexer的插損，以降低整機功耗。3.1.1基本原理3.1超外差架構組合干擾頻點多是超外差式接收機最為顯著的缺點。典型的干擾有鏡像干擾、中頻干擾以及組合副波道干擾。其中，鏡像干擾尤其嚴重。下邊帶注入的鏡像頻率推導公式為3.1.2特性分析對于上邊帶注入的情況，鏡像頻率為

3.1超外差架構從上述分析可以看出，超外差式接收機的選擇性與靈敏度似乎是兩個矛盾的選擇，但通過二次變頻可以較好的解決這一矛盾。一次混頻獲得的第一中頻信號采用高中頻，從而提高對鏡像干擾的抑制。二次混頻獲得的第二中頻信號采用低中頻，從而降低信號選擇的難度，提高抑制鄰道干擾信號的能力。另外，在中頻頻率的選擇上，通過選擇合適中頻值，盡可能減少組合干擾。3.1.2特性分析超外差式接收機二次變頻基本結構3.1超外差架構

3.1.3設計考慮FDD系統(tǒng)上下行鏈路頻帶結構及信道對劃分部分FDD-LTE系統(tǒng)頻帶劃分3.1超外差架構超外差式收發(fā)機主要包括以下幾種基本信號：一個或多個本振信號、參考時鐘信號、兩個或多個中頻信號、低功率射頻接收信號和高功率射頻發(fā)射信號。由于大部分器件的非線性特征，造成這些信號產生各種混疊雜散和高次諧波干擾，在頻率規(guī)劃時，必須對這些大的干擾信號逐一進行分析。中頻選擇的優(yōu)劣直接決定了超外差式收發(fā)機的雜散干擾性能。接下來，主要從鏡像干擾、混頻雜散、半中頻雜散、發(fā)射泄露與接收帶內混頻干擾、多頻干擾和濾波器抑制度共6個方面對中頻選擇進行分析：3.1.3設計考慮

3.1超外差架構3.1.3設計考慮對于混頻雜散頻率規(guī)劃，應注意以下幾點：至少對5階以下的混頻雜散進行預算評估；保證進入混頻的RF和LO信號失真度盡可能小；提高混頻器端口匹配度，無源混頻器的端口匹配度直接影響其混頻雜散性能，平衡式混頻器對m和n的偶次混疊雜散有較好的抑制作用，且雙平衡混頻器中的IF、RF和LO端口具有較高隔離度，降低本振泄漏，并提供固有的RF至IF隔離。因此，雙平衡混頻器設計能夠提供最佳的線性特性，可以適當降低每個端口的濾波器帶外抑制需求。提高中頻信道選擇濾波器的帶外抑制，特別注意靠近中頻邊帶上的雜散。

3.1超外差架構3.1.3設計考慮

超外差式下邊帶注入半中頻雜散抑制分析圖例3.1超外差架構3.1.3設計考慮

3.1超外差架構3.1.3設計考慮(4)發(fā)射泄露與接收帶內混頻干擾由于FDD系統(tǒng)收發(fā)通道共用雙工器，受限雙工器發(fā)射端口到接收端口的隔離度和天線回損，發(fā)射信號會泄露到接收端，與接收端信號(或帶內干擾信號)的混頻結果可能落入接收中頻帶內，影響接收SNR甚至阻塞整個接收機。

發(fā)射泄露與接收帶內混頻干擾解釋3.1超外差架構3.1.3設計考慮

3.1超外差架構3.1.3設計考慮(6)濾波器抑制度一般情況下，接收中頻頻率越低，接收機信道選擇中頻濾波器所能達到的選擇性越高。在窄帶無線系統(tǒng)中尤為明顯，比如中心頻率大于150MHz、帶寬小于100kHz的高性能SAW濾波器是很難制成的。對于接收機鏡像抑制射頻濾波器，可根據濾波器在單位圓上的共軛零點對某些特定頻率提供更高的抑制度，而這些高抑制度的頻率點也可進一步作為中頻選擇的依據。3.2零中頻架構零中頻收發(fā)機又稱為直接變頻收發(fā)機，直接變頻意味著射頻信號不經過傳統(tǒng)中頻階段，直接下變頻到基帶信號，或由基帶信號直接上變頻至射頻信號。隨著半導體工藝的發(fā)展，集成電路技術的進步，數字處理能力的增強，零中頻收發(fā)機因其結構簡單、集成度高等優(yōu)點，在通信系統(tǒng)中應用得越來越廣泛，已逐漸成為傳統(tǒng)外差架構的替代品。3.2零中頻架構3.2.1基本原理FDD模式下的典型零中頻收發(fā)機基本結構3.2零中頻架構3.2.1基本原理在接收方向上，天線收到射頻信號通過雙工器預選和較高增益的LNA后，再經過一級BPF進一步濾波。零中頻接收機對此BPF的傳輸泄露抑制度要求高于超外差式接收機，以控制傳輸泄露的自混頻問題，同時降低對I/Q解調器二階失真性能的需求。濾波后的射頻信號直接通過I/Q解調器下變頻至基帶信號。不同于超外差式接收機，零中頻接收機的信道選擇主要依賴于LPF的阻帶抑制。I/Q信號經過濾波和放大后，由ADC轉為數字信號，然后數字信號由數字濾波器進一步抑制干擾，增加信道選擇性。在發(fā)射方向上，DAC輸出的I/Q基帶信號首先通過LPF，以抑制鄰道和隔道的發(fā)射干擾信號，并減低混疊雜散。經過濾波后的I/Q基帶信號經過I/Q調制器后直接上變頻至射頻信號，并相加混合。混合后的射頻信號再經過可調放大、濾波和功率放大后，通過天線發(fā)射出去。為了降低對I/Q調制器非線性指標要求，零中頻發(fā)射機有大約90%的通道增益都在射頻段完成。另外，在VGA和PA之間插入的BPF主要用于抑制發(fā)射雜散和接收頻帶的帶外噪聲。3.2零中頻架構3.2.2特性分析——I/Q幅相不平衡

(1)發(fā)射方向

由于電路串擾和輻射等原因引起的等效本振泄露3.2零中頻架構3.2.2特性分析——I/Q幅相不平衡

(1)發(fā)射方向可以看出，零中頻發(fā)射機I/Q信號的直流偏移、電路的串擾和輻射引起本振泄露，I/Q信號的幅相不平衡引起鏡像抑制能力的下降。(2)接收方向中頻接收機的I/Q不平衡主要是由解調器、基帶低通濾波器和放大器的幅相不平衡造成。I/Q不平衡會導致接收機鏡像抑制能力下降以及增加信號帶寬。

3.2零中頻架構3.2.2特性分析——I/Q幅相不平衡右圖分別介紹了增益和相位失配的星座圖和時域圖。增益誤差只作為幅度中的非單位比例因子出現，而相位不平衡則造成一個信道數據脈沖的一部分去破壞另一個信道，如果I/Q兩路數據流不相關，則本質上都會降低接收機信噪比。在實際工程應用中，通常會采用正交誤差校正(QEC)方案對I/Q幅相一致性進行離線或在線校正。(2)接收方向零中頻接收機I/Q不平衡影響3.2零中頻架構3.2.2特性分析——偶次諧波失真典型的接收機基本僅受奇次失真的影響，但在零中頻接收機中，偶次失真也是一個嚴重的問題。零中頻接收機偶次諧波失真干擾

同時，由于非線性因素，射頻信號和本振信號的二次諧波經過解調器混頻后，輸出信號與基帶信號在頻譜上重疊，同樣也會形成干擾。通常導致偶次諧波失真的干擾主要是由零中頻接收機I/Q解調器的二階非線性導致。3.2零中頻架構3.2.2特性分析——直流偏移直流偏移是零中頻接收機特有的一種現象，其主要是由自混頻導致。自混頻主要有以下兩條途徑：本振泄露自混頻本振信號泄露到濾波器、LNA和調制器輸入端，或者發(fā)射機泄露的本振信號經過空間輻射送到接收天線，然后進入解調器RF端與自身混頻，從而產生直流信號。強干擾信號自混頻由于解調器RF端口和LO端口隔離度有限導致進入解調器RF口的強干擾信號會泄露到LO口，然后再和RF口的強干擾信號發(fā)生自混頻，從而產生直流信號。零中頻接收機本振信號和強干擾信號自混頻3.2零中頻架構3.2.2特性分析——直流偏移通過自混頻產生的直流信號無法通過低通濾波器濾除，且其一般比射頻部分的噪聲大，造成FFT飽和，并影響基帶動態(tài)范圍和不平衡校正的計算，降低接收機靈敏度。雖然干擾自混頻成分和傳輸泄露與二階失真的結果相同，比如兩個相同信號混頻叉乘為(自混頻)，與信號的平方(二階失真項)是相同的，但產生機理卻不同。自混頻低頻電平和直流偏移主要依賴I/Q解調器的RF和LO端口隔離度，而二階失真結果的電平是由非線性系數決定。為了最小化自混頻低頻成分和直流成分，應保證器件以及電路的隔離度盡可能高。3.2零中頻架構3.2.2特性分析——閃爍噪聲閃爍噪聲也稱為1/f噪聲，有源器件內存在的閃爍噪聲隨頻率的降低而增大，對解調后的基帶信號產生較大干擾，從而降低接收機的動態(tài)范圍和靈敏度。常見減小閃爍噪聲主要有如下兩種方法：使用SiGe或BiCMOS技術降低芯片的閃爍噪聲。通過相關雙采樣技術周期性偏移消除來抑制低頻噪聲分量。3.2零中頻架構3.2.3設計考慮——QEC校正為了抑制零中頻收發(fā)機I/Q幅相不平衡和直流偏移等引起的鏡像干擾、偶次諧波失真和本振泄露等問題，下圖以發(fā)射方向為例，給出了一種正交誤差校正補償方案，該方案通過耦合器采集射頻已調信正交誤差校正補償方案號，并經過正交相干解調、低通濾波、AD轉換后，在幅相不平衡、本振泄露信號采集部分，提取正交基帶調制信號的幅相不平衡畸變(或星座圖畸變)、本振泄露等參數，控制正交誤差校正預失真補償電路，實現對正交基帶信號數字預失真處理，輸出的I'(t)和Q'(t)在幅度、相位和直流偏移上存在一定的不平衡度，然后該預失真后的信號經過DA變換、低通濾波后，逆向對消原基帶信號的正交畸變，實現良好的正交性。3.2零中頻架構3.2.3設計考慮——IIP2估計

考慮最初的

，可得

相對噪聲和干擾電平變化下的SNR惡化3.2零中頻架構3.2.3設計考慮——IIP2估計

3.2零中頻架構3.2.3設計考慮——IIP2估計

3.2零中頻架構3.2.3設計考慮——傳輸泄露自混頻和隔離度要求

3.3射頻直采架構在近年來轉換器技術得到快速發(fā)展之前，由于轉換器采樣率和分辨率的限制，直接采樣架構并不實用。半導體公司利用新技術在更高的采樣頻率下提高分辨率，以降低轉換器內的噪聲。隨著具有更高分辨率的超高速轉換器的出現，轉換器可以直接轉換數千兆Hz的信號。3.3射頻直采架構3.2.1基本原理FDD模式下的典型射頻直采收發(fā)機基本結構相比超外差架構，射頻直采省去了復雜的混頻器和本振源。接收方向上，有用信號通過ADC射頻直采轉換為數字信號；發(fā)射方向上，數字信號通過DAC射頻直采轉換為射頻信號。整體屬于一種全數字架構。射頻直采的主要優(yōu)點是簡化了射頻信號鏈，降低了每個通道的成本以及通道密度。常規(guī)的采樣需要滿足Nyquist采樣定理，即要求工作的射頻采樣頻率大于兩倍最大載波頻率，一種解決方案就是使用帶通采樣結構。帶通采樣也稱為諧波采樣或欠采樣，是一種采樣頻率低于兩倍最高信號頻率的采樣技術，采樣頻率要求不是基于射頻載波，而是基于信號帶寬，要求采樣頻率大于兩倍信號帶寬即可。3.3射頻直采架構3.3.2 特性分析

帶通采樣下的頻譜分析

帶通采樣適用的前提條件是：只允許一個頻帶內出現帶通信號，其余頻段不能出現任何信號，否則勢必造成頻譜混疊。3.3射頻直采架構3.3.2 特性分析

抗混疊濾波器過渡帶混疊的帶通采樣3.3射頻直采架構3.3.2 特性分析

則采樣率必須滿足由于帶通采樣將射頻帶通信號重定位于低通位置，生成的SNR要比采用過采樣方式的差。帶通采樣來自直流和射頻通帶之間的噪聲混疊會降低采樣信號的SNR(用SNRS表示)，其值為SNR的下降可近似表示為另外，時鐘抖動和量化噪聲也會導致SNR的下降計。3.3射頻直采架構3.3.3 設計考慮——采樣率

例如，對于bandn2FDD頻段的基站收發(fā)機，從1930MHz到1990MHz的60MHz帶寬分配給發(fā)射機，從1850MHz到1910MHz的60MHz帶寬分配給接收機。對于工作在此頻段的頻分雙工收發(fā)機來說，最小采樣率應大于兩倍發(fā)射機與接收機工作頻率間隔加上期望信號帶寬，即對于上述工作于bandn2頻段的帶通采樣接收機，瞬時帶寬為20MHz，則ADC采樣率應高于200MSa/s。3.3射頻直采架構3.3.3 設計考慮——轉換器噪聲系數和接收靈敏度

定義轉換器噪聲系數基本模型3.3射頻直采架構3.3.3 設計考慮——轉換器噪聲系數和接收靈敏度下面進行轉換器噪聲系數的推導。先通過滿量程輸入正弦波得到其滿量程功率值：然后根據轉換器的SNR計算其有效輸入噪聲，即等效的輸入均方根電壓噪聲：接著計算噪聲系數：過采樣和數字濾波能產生處理增益，從而降低噪聲系數：由于帶通采樣結構的轉換器等效噪聲系數較高，在設計接收機時，在ADC之前需要一個低噪聲系數且高增益的射頻前端，以獲得良好的接收靈敏度。在實際設計中，根據可能的干擾電平、系統(tǒng)線性度要求、功率供給電壓和允許的電流消耗，射頻前端增益一般需要設置在30dB以上。3.3射頻直采架構3.3.3 設計考慮——動態(tài)范圍和線性度射頻直采接收機中的ADC動態(tài)范圍依賴于所需應對干擾的電平和接收靈敏度要求。假定接收機工作在強度為PInt(dBm)的帶內阻塞干擾之下，而期望有用信號的電平為PS(dBm)，則要求ADC的動態(tài)范圍DRADC應滿足例如，對于5GNR廣域基站帶內阻塞3GPP協(xié)議要求來說，接收機工作在-43dBm的阻塞干擾下，靈敏度惡化量小于6dB，即有用信號電平大約為-95.7dBm?？紤]3dB余量，使用-40dBm來替代-43dBm。干擾信號峰均比約為8dB，且?guī)仍鲆娌黄教苟却蠹s為2dB。則要求ADC的最小動態(tài)范圍=-40+95.7+8+2=65.7dB。射頻直采接收機的線性度和其他接收接收機類似，可以基于三階截點IP3計算。無論是超外差式接收機還是零中頻接收機，ADC之前都有信道濾波器，但由于射頻直采接收機中ADC和射頻前端直接相連，因此射頻直采架構中ADC的線性度比其他架構高。接收機總的IIP3RX可表示為從無信道濾波器干擾抑制和接收靈敏度兩個方面，都促使射頻直采接收機需要更高的線性度。3.4架構對比與選擇由于寬帶化是5G和6G網絡一大顯著特征，這使得射頻直采架構的優(yōu)勢進一步突顯。新一代高速轉換器打造的解決方案可以提供更高的瞬時帶寬而不犧牲系統(tǒng)靈敏度，同時還能在頻率規(guī)劃方面提供更大的靈活性，消除前端射頻帶上的下混頻級的必要性。3.5射頻收發(fā)器隨著軟件定義無線電和大規(guī)模數?；旌霞呻娐返陌l(fā)展，以及射頻電路小型化的演進需求，集成AD/DA轉換器、調制/解調器等電路的單芯片射頻收發(fā)器(RFTransceiver，也稱為RFIC)逐漸取代了傳統(tǒng)的分立收發(fā)模塊，在整個射頻電路中處于絕對核心地位。得益于協(xié)議的穩(wěn)定和市場的龐大，WIFI、藍牙、GPS等消費類RFIC芯片已非常成熟。但對于通信設備領域，由于性能要求高、協(xié)議標準眾多、頻段規(guī)劃復雜，特別是基站類RFIC，近幾年才暫露頭角。3.5射頻收發(fā)器近幾年主流規(guī)格RFIC芯片列表3.5射頻收發(fā)器3.5.1 零中頻RFIC高性能零中頻RFIC代表——ADRV9026ADRV9026提供了4個獨立控制的發(fā)射通道、4個獨立控制的接收通道、用于監(jiān)控每個發(fā)射通道的反饋通道、頻率綜合單元和數字信號處理單元，可提供完整的收發(fā)器解決方案，其結構框圖如圖3-21所示。該器件采用零中頻收發(fā)架構，具有低功耗、低噪聲等優(yōu)點，提供小基站、宏基站、MassiveMIMO等移動通信設備應用所需的性能。ADRV9026結構框圖3.5射頻收發(fā)器3.5.1 零中頻RFIC發(fā)射校正

在使用內環(huán)初始化校正時，遍歷不同衰減檔位創(chuàng)建衰減初始校正表。另外，需保證外部PA處于關斷模式，防止PA大功率信號對RFIC內環(huán)小信號造成干擾，以及RFIC輸出大信號對PA造成潛在損壞。外環(huán)校正主要對外部環(huán)路通道的增益和相位等進行評估校正和本振泄露抑制，在保證反饋不飽和的情況下，盡可能提高反饋接收信號的SNR，保證校正精度。ADRV9026發(fā)射本振泄露和QEC內外環(huán)校正框圖3.5射頻收發(fā)器3.5.1 零中頻RFIC接收增益控制30dB的增益控制范圍，并配合增益控制環(huán)路和適當的外部模擬衰減，實現更大的動態(tài)范圍指標。結合模擬過載檢測、HB2數字過載檢測和功率測量模塊多個測量點，防止接收通道被瞬態(tài)干擾信號阻塞，并提供較高的SNR，保證信道容量。ADRV9026接收通道增益控制框圖3.5射頻收發(fā)器3.5.2 射頻直采RFICAFE8092結構框圖高性能射頻直采RFIC代表——AFE8092AFE8092是一款高性能、寬帶寬多通道收發(fā)器，集成了8個RF采樣發(fā)送器鏈、8個RF采樣接收器鏈和兩個用于輔助鏈(反饋路徑)的RF前端。AFE8092在AFE7920的基礎上進一步的通過架構革新，在集成度提高的同時，再次實現了同等場景下功耗的30%下降。相比于4T4R的產品，可以更好地滿足MassiveMIMO所需。3.6架構演進3.6.1演進訴求演進訴求作為演進迭代的驅動力，分別從覆蓋范圍、速率容量、頻率帶寬性能，以及成本、尺寸、功耗、散熱設計的角度，對數字中頻、RFIC收發(fā)器、PA、LNA、濾波器、天線、電源、時鐘和整機結構各個領域提出了射頻通信鏈路架構的演進訴求。射頻通信鏈路架構演進的主要訴求與驅動力3.6架構演進3.6.2演進方向關鍵技術指標演進趨勢3.6架構演進3.6.3演進示例基于5G網絡大帶寬的應用訴求，RFIC架構逐步由傳統(tǒng)的零中頻向射頻直采發(fā)展，如圖3-26所示。零中頻架構主要用于單頻帶和虛擬雙頻帶(4G+5G共RF前端)場景，最大帶寬基本只能達到600MHz；而射頻直采架構可以應用在雙頻帶或多頻帶場景，支持的帶寬可以達到1GHz以上，這對5G毫米波頻段的應用尤其重要。RFIC演進趨勢3.6架構演進3.6.3演進示例5G網絡大帶寬導致DFE和RFIC之間需要上百Gbps的高速接口，對接口設計和PCB布線提出了極其苛刻的需求，并且此高速接口也帶來了額外的功率損耗。基于此，將DFE和RFIC集成在一個數字+模擬的混合SoC芯片成為當前基站設備的一種趨勢(在終端設備中已經普遍實現)，這種集成架構具有更低的功耗、更小的體積和更高的抗干擾能力。數字前端演進趨勢謝謝大家！射頻通信全鏈路系統(tǒng)設計馬文建等編著機械工業(yè)出版社第4章射頻通信接收機設計第4章射頻通信接收機設計學習目標熟悉射頻通信接收機指標體系，包括靜態(tài)靈敏度、鄰道選擇性、阻塞特性、互調特性等。掌握射頻通信接收機設計方法，能根據特定需求對指標進行預算和相關設計分解。知識框架4.1指標體系

4.2靜態(tài)靈敏度4.2.1指標定義4.2.2需求分析4.2.3設計分解4.3鄰道選擇性4.3.1指標定義4.3.2需求分析4.3.3設計分解4.4阻塞特性4.4.1指標定義4.4.2需求分析4.4.3設計分解4.5互調特性4.5.1指標定義4.5.2需求分析4.5.3設計分解4.6綜合設計4.1指標體系射頻通信接收機指標體系主要包括靜態(tài)靈敏度、鄰道選擇性、阻塞特性和互調特性4大指標。其中，靜態(tài)靈敏度決定了接收機能收到的最小信號電平，限制了設備的通信覆蓋范圍。鄰道干擾信號制約著接收機的鄰道選擇性，帶內/帶外阻塞制約著接收機的阻塞特性，而鄰道選擇性和阻塞特性決定了接收機能收到的最大信號電平。最大電平和最小電平之間的差值為接收機的動態(tài)范圍。另外，鄰道選擇性、阻塞特性和互調特性共同限制著接收機的線性水平。4.2靜態(tài)靈敏度靜態(tài)靈敏度也稱為參考靈敏度，是指接收機在滿足吞吐量要求(通常不小于參考測量信道最大吞吐量的95%)的條件下，天線口能夠收到的最小信號電平。如果接收信號在經過數字抽取、濾波等處理后，不會產生額外的信噪比下降或對信噪比的影響可忽略，則靜態(tài)靈敏度計算公式可表示為4.2.1指標定義

4.2靜態(tài)靈敏度對比5GNR基站協(xié)議(3GPP38.104)和終端協(xié)議(3GPP38.101)，廣域基站的靜態(tài)靈敏度指標要求最為苛刻。此處以5GNR廣域基站在5MHz帶寬、15kHz子載波間隔(SCS)、QPSK調制方式下-101.7dBm靜態(tài)靈敏度指標為例，進行該指標的需求分析：4.2.2需求分析參考3GPP38.104協(xié)議，對于FR1頻段信號帶寬RB數配置表，5MHz帶寬、15kHz子載波間隔下的RB數為25個，每個RB下的子載波數為12個，則RB信號帶寬為QPSK調制方式下的解調門限大約為-1dB，則接收電路級聯噪聲系數NF需滿足如果是FDD系統(tǒng)，則還需考慮發(fā)射底噪的泄露。發(fā)射底噪泄露對靜態(tài)靈敏度的影響主要受限于發(fā)射底噪水平和雙工器隔離度，且單RB場景下指標需求更加苛刻落到接收帶內的混疊噪聲也會影響靜態(tài)靈敏度。該混疊噪聲主要受限于ADC采樣率、頻率規(guī)劃、濾波器抑制等綜上，接收級聯噪聲系數NF應不大于6.7dB。預留2dB設計余量，系統(tǒng)按照4.7dBNF內控指標進行設計。4.2靜態(tài)靈敏度接收機NF主要由前端無源插損、通道增益和ADC底噪決定。4.2.3設計分解ADC底噪

為降低ADC底噪對整體接收鏈路靜態(tài)靈敏度指標的影響，結合噪聲系數級聯公式，前端射頻通道必須提供足夠高的通道增益4.2靜態(tài)靈敏度4.2.3設計分解通道增益

由此得到，通道增益為4.2靜態(tài)靈敏度4.2.3設計分解無源插損前端無源部分主要包括射頻連接器、腔體濾波器(雙工器)和PCB走線?？紤]到NF設計指標為4.7dB，最前端LNA貢獻大約1.4dB，ADC貢獻0.1dB，通道上其他電路(比如：π衰、變頻、放大、濾波、VGA等)貢獻大約0.4dB，則留給前端無源插損大約為2.8dB。結合當前常規(guī)設計要求和工藝能力水平，前端無源插損分解如下：射頻連接器損耗≤0.8dB，包括天饋接口、腔體濾波器與射頻模塊橋接接口。腔體濾波器損耗≤1.8dB。腔體濾波器在滿足損耗的同時，需要具有足夠的帶外抑制、收發(fā)隔離度和工作帶寬指標。PCB走線損耗≤0.2dB。在PCB布局時，前端LNA需盡可能靠近連接器，保證盡可能短的PCB走線。4.2靜態(tài)靈敏度4.2.3設計分解綜上分析，要滿足前面的靜態(tài)靈敏度指標，在設計過程中，有如下設計約束：靜態(tài)靈敏度設計分解總結4.3鄰道選擇性

4.3.1指標定義基站，鄰道干擾信號中心頻點與帶內有用信號上邊緣頻點或下邊緣頻點之間的距離，即圖中的fOffset1。終端，鄰道干擾信號中心頻點偏離帶內有用信號中心頻點的距離，即圖中的fOffset2。鄰道選擇性指標要求接收機在接收有用信號的同時，對鄰道干擾信號提供足夠高的抑制度，其抑制度主要取決于固定中頻的信道選擇濾波器和數字濾波器。4.3鄰道選擇性

4.3.2需求分析5GNR廣域基站在5MHz帶寬、15kHz子載波間隔、QPSK調制方式下的靜態(tài)靈敏度為-101.7dBm，則ACS靈敏度為-95.7dBm。QPSK下解調門限為-1dB，則等效總噪聲功率≤-94.7dBm/5MHz。為防止批次波動等影響，預留3dB設計余量，即系統(tǒng)按照≤-97.7dBm內控指標進行設計。鄰道選擇性分析的噪聲主要包括接收機熱噪聲、ADC底噪、本振倒異混頻噪聲、非線性產物噪聲、數字濾波器抑制殘余噪聲共5個部分。在通道增益不變情況下，可認為ADC等效到天線口的底噪基本不變，即ADC底噪的影響基本可忽略。鄰道選擇性噪聲貢獻項4.3鄰道選擇性4.3.3設計分解鄰道選擇性主要由接收熱噪聲、本振倒異混頻噪聲、非線性產物和數字濾波器抑制殘余噪聲決定。接收熱噪聲接收熱噪聲需控制在-102.9dBm以內，而在-52dBm鄰道信號輸入情況下，AGC還未起控，通道增益基本不變，通道NF與靜態(tài)時基本一致小于前面靜態(tài)靈敏度中NF設計指標，滿足設計需求。由于AGC未起控，為盡可能削弱由于大信號導致ADC底噪的抬升，應限制接收機的通道增益。5MHzDFT-s-OFDMNR鄰道測試信號峰均比PAPR在8dB左右，接收信號強度指示RSSI誤差2dB，5MHz帶寬內增益波動1dB，預留2dB余量，因此要求ADC輸入口最大信號不要超過-13dBFS，假定ADC滿刻度電平在4dBm左右，則ADC最大輸入電平應控制在-9dBm以內，鏈路增益應滿足遠大于靜態(tài)靈敏度對通道增益的設計條件4.3鄰道選擇性4.3.3設計分解本振倒異混頻噪聲由于實際本振信號的能量不是集中在一個頻點上，而是連續(xù)分布在頻譜上，存在雜散和噪聲，即本振相位噪聲。若混頻器輸入端在偏離有用信號處存在較強干擾信號，此強干擾信號與偏離本振信號處的雜散和噪聲進行混頻，產生的頻率分量正好落入中頻有用信號帶內，形成中頻噪聲，進而影響接收靈敏度。假設偏離本振2.5M~7.5MHz區(qū)域內的相位噪聲服從均勻分布，則此區(qū)域內的總噪聲功率近似倒異混頻噪聲為本振倒異混頻噪聲需控制在-102.9dBm以內，則偏離載波2.5M~7.5MHz區(qū)域內的平均相位噪聲應小于-117.4dBc/Hz。相對比較容易滿足。4.3鄰道選擇性4.3.3設計分解非線性產物非線性產物噪聲需控制在-104.7dBm以內，則要求接收通道鏈路鄰道功率泄露比ACLR滿足根據ACLR與OIP3的關系表達式，并結合8dB左右信號峰均比，可以得出接收通道鏈路IIP3需滿足結合通常設計的接收通道鏈路IIP3一般都可達到-10dBm以上，因此，對于此IIP3≥-28dBm相對比較容易滿足。4.3鄰道選擇性4.3.3設計分解數字濾波器抑制殘余噪聲數字濾波器抑制殘余噪聲需控制在-104.7dBm以內，則要求沒有信道選擇濾波器架構的數字濾波器提供至少-52-(-104.7)=53.7dB鄰道抑制比，像RRC這樣的數字濾波器實現此指標相對容易。綜上分析，要滿足鄰道選擇性指標，在設計過程中，有如下設計約束：鄰道選擇性設計分解總結4.4阻塞特性各移動通信頻段共站共址、WiFi、藍牙、雷達、電視、廣播等其他通信系統(tǒng)，導致各無線設備接收機往往工作在復雜多變的電磁頻譜干擾環(huán)境中，這就是所謂的阻塞(Blocking)場景。阻塞是接收機存在干擾信號時，在滿足一定誤碼率情況下，能夠解調出特定頻帶內最小有用信號的能力，即通過阻塞靈敏度指標來衡量接收機的抗阻塞性能。阻塞分為帶內阻塞和帶外阻塞兩種類型，鄰道選擇性屬于一種特殊的帶內阻塞。由于基站和終端應用場景和鏈路器件的差異，其阻塞指標的需求定義也有所不同。4.4.1指標定義4.4阻塞特性4.4.1指標定義帶內阻塞

用信號頻段和靈敏度惡化相同數值情況下，終端的干擾信號功率遠低于基站的干擾信號功率。圖(b)為終端帶內阻塞指標定義，與基站類似，只是終端定義了兩級foffset，隨著foffset的增大，阻塞電平PInt也隨之提高。4.4阻塞特性4.4.1指標定義帶外阻塞

4.4阻塞特性4.4.2需求分析對比5GNR基站協(xié)議(3GPP38.104)和終端協(xié)議(3GPP38.101)，終端阻塞性能明顯低于基站，且本地基站的帶內阻塞電平雖然比廣域基站高8dB，但由于同等約束條件下本地基站的靜態(tài)靈敏度指標比廣域基站低8dB，所以此處仍以5GNR廣域基站5MHz有用信號帶寬為例，分別進行帶內和帶外阻塞指標需求分析。4.4阻塞特性4.4.2需求分析帶內阻塞參考鄰道選擇性的需求分析，同樣預留3dB設計余量。系統(tǒng)在-43dBm帶內阻塞干擾信號功率下，按照等效總噪聲功率≤-97.7dBm/5MHz內控指標進行設計?；編茸枞湫椭笜诵枨?.4阻塞特性4.4.2需求分析帶內阻塞影響帶內阻塞指標的因素除了鄰道選擇性分析項以外，還需要重點考慮AGC起控引起的接收鏈路噪聲系數惡化，以及大信號條件下的ADCSFDR惡化。結合工程經驗，帶內阻塞靈敏度惡化的噪聲貢獻比例和具體噪聲指標見下表，按照此貢獻項噪聲指標分別進行設計。帶內阻塞噪聲貢獻項4.4阻塞特性4.4.2需求分析帶外阻塞基站帶外阻塞一般分為通用帶外阻塞和共址帶外阻塞兩種類型。基站通用帶外阻塞典型指標需求宏基站共址帶外阻塞典型指標需求一般來說，帶外阻塞除了需要滿足上述帶內阻塞影響因素外，還需重點分析濾波器抑制度、鏡像干擾、混頻器M×N雜散響應、射頻混疊干擾、收發(fā)隔離等因素。由于接收機應用頻段、場景架構的不同，導致上述分析項的影響因素貢獻比重存在較大差異，后面將以bandn3頻段(UL:1710~1785MHz,DL:1805~1880MHz)超外差式架構為例，進行帶外阻塞指標的設計分解。4.4阻塞特性4.4.3設計分解動態(tài)范圍

4.4阻塞特性4.4.3設計分解動態(tài)范圍結合3GPP協(xié)議和應用場景，基站的覆蓋區(qū)域越小，基站的帶內阻塞信號越大，則要求的接收機動態(tài)范圍越高。特別對于移動終端設備和無線回傳設備(RRN)，其最大輸入電平和帶內阻塞干擾電平更高，一般需要高達50dB左右的動態(tài)范圍。為了滿足動態(tài)范圍需求，在接收鏈路上需要設置可變增益放大器或可調衰減器(統(tǒng)稱為VGA)來調整通道增益，而此VGA在接收鏈路中的位置，需要綜合阻塞靈敏度和互調特性(后面4.5節(jié)會詳細分析)兩個指標進行設計。當通道增益衰減較小時，為盡可能降低通道衰減對阻塞靈敏度的影響，VGA一般放到混頻器后，即靠近ADC，稱為中頻VGA(IFVGA)；當通道增益衰減較大時，即接收機處于大信號阻塞場景，為提高接收機線性改善其互調特性，除IFVGA外，還需要RFVGA，即衰減器放置在LNA后級、混頻器前級。一般情況下，當阻塞信號電平大于-35dBm時，啟動RFVGA，既保證互調特性有較大改善，有盡可能降低了對阻塞靈敏度的影響。對于上述13.3dB的動態(tài)范圍，只需設置IFVGA即可滿足設計需求。4.4阻塞特性4.4.3設計分解帶內阻塞下面分別從接收機熱噪聲、ADCSFDR雜散、本振倒異混頻噪聲、通道非線性產物噪聲和數字濾波器抑制殘余噪聲5個方面，進行帶內阻塞設計分析。(1)接收機熱噪聲結合靜態(tài)靈敏度對通道增益(-34.3dB)的需求，以及4.3.3節(jié)ADC最大輸入電平(-9dBm)的分析，得出接收通道AGC起控電平大約為-44dBm。在-43dBm帶內阻塞電平下，假設前端濾波器對帶內阻塞干擾信號幾乎沒有抑制，則在帶內阻塞場景下，AGC起控將引起接收機噪聲系數惡化。而對于此處1dB的AGC衰減，接收通道NF惡化基本能控制在0.1dB以內。另外，在帶內阻塞場景下，由于大信號造成ADC底噪的惡化一般在3dB以內，對整體接收通道NF惡化基本可控制在0.1dB以內。為了盡可能降低AGC起控的衰減值，接收通道增益值應盡可能貼近滿足靜態(tài)靈敏度指標對應通道增益的下限值，即34.3dB。4.4阻塞特性4.4.3設計分解帶內阻塞——(2)ADCSFDR雜散在阻塞場景下，大信號進入ADC產生諧波雜散，引起SFDR惡化。如果此SFDR噪聲功率高于有用信號，且擊中有用信號，則會導致阻塞靈敏度指標不滿足需求。因此，在ADC選型中，應對重點測試分析其SFDR指標，避免SFDR雜散點影響有用信號的正確解調。另外，如果接收機熱噪聲影響因素余量較大，可嘗試適當降低AGC起控電平，降低ADC輸入功率，減少SFDR惡化量。4.4阻塞特性4.4.3設計分解帶內阻塞——(3)本振倒異混頻噪聲

本振倒異混頻噪聲需控制在-104.7dBm以內，則偏離載波7.5M~12.5MHz區(qū)域內的平均相位噪聲應小于-127.2dBc/Hz。Sub6G頻段的基站本振在偏離1MHz以外的相位噪聲基本可維持在-140dBc/Hz以下，對于此-127.2dBc/Hz相對比較容易滿足。4.4阻塞特性4.4.3設計分解帶內阻塞——(4)通道非線性噪聲與鄰道選擇性不同，有用信號位于帶內阻塞信號的隔道上，則由帶內阻塞引起的通道非線性噪聲主要通過五階互調截點(IIP5)來近似度量，IIP5與IIP3定義類似，主要由五階互調分量IM5決定，且有由非線性引起的干擾噪聲需控制在-105.9dBm以內，結合-43dBm的干擾信號功率，計算得到接收通道的IIP5應大于-43dBm。4.4阻塞特性4.4.3設計分解帶內阻塞——(5)數字濾波器抑制殘余噪聲數字濾波器抑制殘余噪聲需控制在-107.7dBm以內，則要求沒有信道選擇濾波器架構的數字濾波器提供至少-43-(-107.7)=64.7dB鄰道抑制比，像RRC這樣的數字濾波器實現此指標相對容易。4.4阻塞特性4.4.3設計分解帶外阻塞根據前面需求分析，帶外阻塞指標主要基于bandn3頻段(UL:1710~1785MHz,DL:1805~1880MHz)超外差式架構進行分解。結合器件選型和成本控制等條件，接收變頻結構如下圖所示，采用1次混頻，本振頻率為1470MHz，接收中頻頻率為240~315MHz，ADC采樣率為368.64Msps，滿足65MHz帶寬帶通采樣要求?；綽andn3頻段接收機變頻結構由于協(xié)議規(guī)定的帶外阻塞為單音干擾信號，而測試的有用信號為寬帶信號，單音信號落到寬帶信號中，擊中RB，導致接收誤碼。此處仍以5MHz帶寬、15kHz子載波為例，5MHz帶寬包含25個RB，每個RB180kHz。參考帶內阻塞需求分析，同樣預留3dB設計余量，系統(tǒng)按照≤-97.7dBm/5MHz內控指標進行設計，即-112dBm/180kHz。干擾信號功率為-15dBm，對于混到有用信號頻帶內的情況，總的抑制度≥97dB。下面重點分析濾波器抑制度、鏡像干擾、混頻器M×N雜散響應、射頻混疊干擾、收發(fā)隔離帶來的影響。4.4阻塞特性4.4.3設計分解帶外阻塞——(1)濾波器抑制度為了防止LNA飽和，前端雙工器需要將帶外干擾進行抑制。一般來說，需要將帶外阻塞干擾電平至少抑制到帶內阻塞干擾電平，即大約提供30dB以上的抑制度。另外，對于共址帶外阻塞干擾，需要大約提供60dB以上的抑制度。4.4阻塞特性4.4.3設計分解帶外阻塞——(2)鏡像干擾根據射頻、中頻頻段和本振頻率，計算出鏡像干擾頻段。參考上述帶外阻塞干擾混頻擊中有用頻段的分析，鏡像干擾需要考慮擊中單個RB的情況，即需要提供97dB以上的抑制度。接收鏈路上，雙工器、兩級SAW濾波器、帶選頻網絡的放大器對鏡像干擾頻段分別可提供43、40、15dB，合計98dB的抑制度，僅有1dB設計余量，存在風險。在器件選型中，應兼容考慮對鏡像干擾頻段抑制度更高的雙工器和SAW濾波器。4.4阻塞特性4.4.3設計分解帶外阻塞——(3)混頻器M×N雜散響應參考上述帶外阻塞干擾混頻擊中有用頻段的分析，混頻器M×N雜散也需要考慮擊中單個RB的情況，即需要提供97dB以上的抑制度。混頻器M×N雜散主要為混疊雜散直接落入帶內和落入ADC混疊區(qū)兩種情況：

(2)對于落入ADC混疊區(qū)的情況接收中頻頻率=240~315MHz，ADC采樣率=368.64Msps，需考慮的低階混疊區(qū)包括低端混疊區(qū)(53.64~128.64MHz)和高端混疊區(qū)(422.28~497.28MHz)，重點分析-1×N(N≤5)階情況。通過7階帶通LC濾波器實現抗混疊濾波，在低端混疊區(qū)和高端混疊區(qū)分別可提供40dB和38dB以上的抑制度，級聯抑制度均滿足97dB以上的需求，且余量充足。4.4阻塞特性4.4.3設計分解帶外阻塞——(4)射頻混疊干擾射頻混頻干擾主要考慮通道混疊和鏡像混疊兩個方面。射頻混疊干擾落入ADC混疊區(qū)情況預算4.4阻塞特性4.4.3設計分解帶外阻塞——(4)射頻混疊干擾鏡像混疊低端混疊區(qū)為972.72~1047.72MHz，高端混疊區(qū)為1341.36~1416.36MHz，預算的整體抑制度分別為131和116dB，遠大于97dB，滿足設計需求。通道混疊低端混疊區(qū)為1523.64~1598.64MHz，高端混疊區(qū)為1892.28~1967.28MHz，預算的整體抑制度分別為113和123dB，遠大于97dB，滿足設計需求。假設此處還需要進一步考慮靠近bandn3FDD頻段旁邊的n39(1880~1920MHz)TDD共址混疊干擾：1892.28~1920MHz剛好落入高端混疊區(qū)，阻塞電平按照16dBmCW信號分析，需要提供至少16-(-112)=128dB抑制，通過雙工器在該頻段的優(yōu)化設計，進一步提高抑制度，整體滿足設計需求。4.4阻塞特性4.4.3設計分解帶外阻塞——(5)收發(fā)隔離對于FDD雙工系統(tǒng)，發(fā)射頻帶屬于接收頻帶的帶外，會對接收信號產生干擾，主要考慮2個因素的影響：發(fā)射泄露到接收前端的殘余信號導致接收前端飽和為降低接收LNA的非線性失真，防止接收LNA飽和，發(fā)射泄露到接收前端的殘余信號功率至少需要在接收LNAOP1dB點回退10dB以上。例如：所選用接收LNA的OP1dB為20dBm，增益Gain為20dB，則要求接收LNA的輸入功率低于-10dBm。如果發(fā)射最大功率為100W(50dBm)，則要求雙工器的發(fā)射到接收隔離度控制在60dB以上。4.4阻塞特性4.4.3設計分解帶外阻塞——(5)收發(fā)隔離對于FDD雙工系統(tǒng)，發(fā)射頻帶屬于接收頻帶的帶外，會對接收信號產生干擾，主要考慮2個因素的影響：發(fā)射泄露到接收前端的殘余信號與阻塞信號互調干擾發(fā)射泄露到接收前端的殘余信號與帶外阻塞信號的互調產物有可能擊中接收頻段信號，下行發(fā)射頻段工作在1805~1825MHz，上行接收頻段工作在1710~1730MHz，帶外阻塞干擾頻率為1767.5MHz，下行發(fā)射信號與帶外阻塞信號的互調產物剛好完全擊中上行接收頻段。基站bandn3頻段接收機發(fā)射殘余信號與阻塞信號互調干擾示意4.4阻塞特性4.4.3設計分解帶外阻塞——(5)收發(fā)隔離對于FDD雙工系統(tǒng)，發(fā)射頻帶屬于接收頻帶的帶外，會對接收信號產生干擾，主要考慮2個因素的影響：發(fā)射泄露到接收前端的殘余信號與阻塞信號互調干擾在設計過程中，需主要保證接收LNA互調產物滿足阻塞靈敏度要求，即≤-112dBm/180kHz(按照單RB進行預算)。按照前面第(1)個因素分析結果，為保證發(fā)射泄露到接收前端的殘余信號不會導致接收前端飽和，則要求發(fā)射泄露到接收LNA前端的功率小于-10dBm。前端雙工器為帶外阻塞干擾信號提供至少30dB抑制度，使到達接收LNA前端的帶外阻塞干擾功率小于-45dBm(大約等于帶內阻塞電平)。假定所選用接收LNA的OIP3為30dBm，增益Gain為20dB，則要求LNA輸出的互調產物小于-92dBm/180kHz。左頻點功率P1=-45dBm與右頻點功率P2=-10dBm進行互調，落到左側的互調產物功率為帶入參數計算落到左側的互調產物功率為-125dBm遠小于-92dBm，滿足設計要求。4.4阻塞特性4.4.3設計分解設計總結帶內阻塞設計分解總結4.4阻塞特性4.4.3設計分解設計總結帶外阻塞設計分解總結4.5互調特性兩個射頻干擾信號的三階互調或高階互調產物，可能會落入有用信號帶寬內，形成干擾。互調靈敏度是評價接收機在存在與有用信號有一定關系的兩個干擾信號情況下，接收有用信號的能力。在接收機設計過程中，往往使用互調靈敏度指標來衡量接收機的線性性能。4.5.1指標定義互調特性指標定義示例與鄰道選擇性類似，互調干擾信號與有用信號頻帶間距也有兩種定義：基站，頻帶間距是以有用信號上下邊緣頻點來定義的，即圖中的fOffset1和fOffset2。終端，頻帶間距是以有用信號中心頻點來定義的，即圖中的BWS/2+fOffset1和BWS/2+fOffset2。4.5互調特性對比5GNR基站協(xié)議(3GPP38.104)和終端協(xié)議(3GPP38.101)，二者指標相對比較接近，此處仍以基站協(xié)議進行設計分析。4.5.2需求分析基站互調指標需求基站互調指標典型干擾信號參數4.5互調特性

4.5.2需求分析參考鄰道選擇性需求，互調特性指標有如下分析：靜態(tài)靈敏度-101.7dBm，則帶內有用信號功率互調靈敏度-95.7dBmQPSK下解調門限為-1dB，預留3dB設計余量，系統(tǒng)按照≤-97.7dBm/5MHz內控指標進行設計。與鄰道選擇性類似，互調干擾引起的噪聲主要包括接收機熱噪聲、本振倒異混頻噪聲、非線性互調產物、數字濾波器抑制殘余噪聲。互調干擾噪聲貢獻項4.5互調特性下面分別對接收機熱噪聲、非線性互調產物、數字濾波器抑制殘余噪聲、本振倒異混頻噪聲進行分析。4.5.3設計分解接收機熱噪聲互調干擾信號可能落入整個接收工作帶寬(大于5MHz)內，則中頻信道選擇濾波器對其抑制度可忽略。接收機熱噪聲需控制在-104.7dBm以內，而在-49dBm(兩個-52dBm信號疊加)帶內信號輸入情況下，AGC還未起控，通道增益基本不變，通道NF與靜態(tài)時基本一致。小于NF設計指標，滿足設計需求。由于AGC未起控，為保證ADC輸入不削頂，應限制接收機的通道增益。ADC輸入口最大信號不要超過-13dBFS，假定ADC滿刻度電平在4dBm左右，則接收通道的鏈路增益應滿足對比靜態(tài)靈敏度對通道增益>34.3dB的需求，此處滿足需求。4.5互調特性4.5.3設計分解本振倒異混頻噪聲由于互調干擾包括CW和調制寬帶兩類信號，本振倒異混頻噪聲按理應拆分成兩段進行分析，但由于此兩類干擾信號偏離有用信號中心頻點較遠，且兩類干擾信號的功率相等，因此可假設兩類干擾信號處的本振相位噪聲基本一致，且對本振倒異混頻噪聲的貢獻也一樣(均為-104.7dBm)。此處分析其中一種干擾信號即可。以偏離中心頻點±20MHz的寬帶干擾信號為例，倒異混頻噪聲為則偏離載波10MHz和17.5~22.5MHz區(qū)域內的平均相位噪聲應小于-119.2dBc/Hz。Sub6G頻段的基站本振在偏離1MHz以外的相位噪聲基本可維持在-140dBc/Hz以下，對于小于-119.2dBc/Hz的要求相對比較容易滿足。4.5互調特性4.5.3設計分解非線性互調產物非線性互調產物需控制在-100.7dBm以內，三階互調分量IM3可表示為將帶入IM3≤-100.7dBm，計算得到接收通道IIP3≥-10.5dBm。結合通常設計的接收通道鏈路IIP3一般都可達到-10dBm以上，此處相對比較臨界。數字濾波器抑制殘余噪聲數字濾波器抑制殘余噪聲需控制在-107.7dBm以內，則要求沒有信道選擇濾波器架構的數字濾波器提供至少-43-(-107.7)=64.7dB鄰道抑制比，像RRC這樣的數字濾波器實現此指標相對容易。4.5互調特性4.5.3設計分解設計總結互調靈敏度設計分解總結4.6綜合設計傳統(tǒng)4T4R廣域基站類設備典型接收架構整體架構