《計(jì)算機(jī)電子電路技術(shù)-電路與模擬電子部分》課件第9章 波形產(chǎn)生電路

第9章波形產(chǎn)生電路9.1非正弦波產(chǎn)生電路9.2集成函數(shù)發(fā)生器ICL8038簡(jiǎn)介9.3正弦波產(chǎn)生電路9.1非正弦波產(chǎn)生電路

矩形波、鋸齒波、三角波等非正弦波，實(shí)質(zhì)是脈沖波形。產(chǎn)生這些波形一般是利用惰性元件電容C和電感L的充放電來實(shí)現(xiàn)的，由于電容使用起來方便，所以實(shí)際中主要用電容。其原理如圖9.1所示。圖9.1利用電容充放電產(chǎn)生脈沖波形原理圖

如開關(guān)S在位置1，且穩(wěn)定，突然將開關(guān)S扳向位置2，則電源UCC通過R對(duì)電容C充電，則將產(chǎn)生暫態(tài)過程，由“電路分析”知識(shí)可知，電路的暫態(tài)過程可用以下的三要素描述：起始值x(0+),趨向值x(∞)，時(shí)間常數(shù)τ。

uC(0+)=0

uC(∞)=UCCτ充=RC

穩(wěn)定以后，再將開關(guān)S由位置2扳向位置1，則電容將通過電阻放電，這又是一個(gè)暫態(tài)過程，其三要素為

uC(0+)=UCCuC(∞)=0τ放=RC

其充放電波形如圖9.2所示，改變充放電時(shí)間常數(shù)，則可得不同波形。如RC<<T，則可得近似的矩形波形；如RC>>T，則可得近似的三角波形；如τ充>>τ放，且τ充>>T，則可得近似的鋸齒波形。

將開關(guān)周期性地在1和2之間來回動(dòng)作，則可產(chǎn)生周期性的波形。在具體的脈沖電路里，其開關(guān)由電子開關(guān)完成。電子開關(guān)一般由半導(dǎo)體三極管完成，飽和時(shí)，相當(dāng)于開關(guān)合上，截止時(shí)，相當(dāng)于開關(guān)斷開。電壓比較器輸出有兩個(gè)電平，也可作為開關(guān)。本節(jié)我們主要討論利用電壓比較器和積分電路組成的非正弦波產(chǎn)生電路。

圖9.2電容充放電波形(a)τ充=τ放<<T;(b)τ充=τ放>>T;(C)τ充>>τ放，τ充>>T

圖9.2電容充放電波形(a)τ充=τ放<<T;(b)τ充=τ放>>T;(C)τ充>>τ放，τ充>>T9.1.1單運(yùn)放非正弦波產(chǎn)生電路用滯回比較器作開關(guān)，RC組成積分電路，則可組成矩形波產(chǎn)生電路。其電路如圖9.3所示。

1.工作原理電路中，通過Ro和穩(wěn)壓管VD1,VD2對(duì)輸出限幅，如果它們的穩(wěn)壓值相等，即

，那么電路輸出電壓正、負(fù)幅度對(duì)稱：UoH=+Uz,UoL=-Uz，同相端電位U+由uo通過R2,R3分壓后得到，這是引入的正反饋；反向端電壓U-受積分器電容兩端的電壓uC控制。圖9.3單運(yùn)放非正弦波產(chǎn)生電路

當(dāng)電路接通電源時(shí)，U+與U-必存在差別。U+>U-或U+<U-是隨機(jī)的。盡管這種差別極其微小，但一旦出現(xiàn)U+>U-，uo=UoH=+Uz。反之，當(dāng)出現(xiàn)U+<U-時(shí)，uo=UoL=-Uz。因此，uo不可能居于其它中間值。設(shè)t=0電源接通時(shí)刻電容兩端電壓uC=0，滯回比較器的輸出電壓uo=+Uz，則集成運(yùn)放同相輸入端的電位為(9―1)

此時(shí)，輸出電壓uo=+Uz對(duì)電容充電，使U-=uC由零逐漸上升。在U-等于U+以前，uo=+Uz不變。當(dāng)U-≥U+，且略高一點(diǎn)時(shí)，則輸出電壓uo從高電平+Uz跳變?yōu)榈碗娖?Uz。當(dāng)uo=-Uz時(shí)，集成運(yùn)放同相輸入端的電位也隨之發(fā)生跳變，其值為(9―2)圖9.4單運(yùn)放非正弦波產(chǎn)生電路波形圖

2.振蕩周期計(jì)算由圖9.4可看出，振蕩周期(9―3)T1,T2不難從電容充放電三要素和轉(zhuǎn)換值求得其中

代入式(9―4)得(9―5)(9―6)(9―7)同理求得

由于T1=T2，所以圖9.3產(chǎn)生的是周期性方波。改變R、C或R2,R3均可改變振蕩周期。如果UoH≠|(zhì)UoL|，則上述U+≠|(zhì)U-|,T1≠T2，則輸出為矩形波。即使|UoH|=|UoL|,但τ充≠τ放，則T1與T2也不相等，那么輸出也為矩形波。通常定義矩形波為高電平的時(shí)間T2與周期T之比為占空比D，即(9―8)占空比可調(diào)電路如圖9.5所示。通過計(jì)算可得該電路的占空比為(9―9)

其中、分別為二極管VD1,VD2導(dǎo)通時(shí)的電阻。具體推導(dǎo)請(qǐng)讀者自行完成。圖9.5占空比可調(diào)電路9.1.2雙運(yùn)放非正弦波產(chǎn)生電路從圖9.3的電容輸出，可得一個(gè)近似的三角波信號(hào)。由于它不是恒流充電，隨時(shí)間t的增加uC上升，而充電電流隨時(shí)間而下降，因此輸出的三角波線性較差。此電路主要用于矩形波輸出要求不高的場(chǎng)合。為了提高三角波的線性，只要保證電容是恒流充放電即可。用集成運(yùn)放組成的積分電路取代圖9.3的RC電路，略加改進(jìn)即可，電路如圖9.6所示。集成運(yùn)放A1組成滯回比較器，A2組成積分電路。充圖9.6雙運(yùn)放非正弦波產(chǎn)生電路1.工作原理設(shè)電源合上t=0,

，電容恒流充電，因?yàn)锳2積分電路具有虛地，所以充電電流為

,uo=-uC線性下降，當(dāng)下降到一定程度，使A1的U+≤U-=0時(shí)，

從+Uz跳變?yōu)?Uz，與此同時(shí)A1的U+也突變。

變?yōu)?Uz后，電容放電，則輸出電壓線性上升，當(dāng)uo上升到一定值后，使A1的U+≥U-，

從-Uz跳變到+Uz，電容再次充電，uo再次下降。如此周而復(fù)始，產(chǎn)生振蕩，由于充電時(shí)間常數(shù)和放電時(shí)間常數(shù)相同，所以輸出波形uo為三角波。根據(jù)上述過程，畫出

和uo波形，如圖9.7所示。uo是三角波，而

是方波。充圖9.7雙運(yùn)放非正弦波產(chǎn)生電路的波形2.計(jì)算

(1)uo幅值計(jì)算。uo的幅值從滯回比較器產(chǎn)生突變時(shí)刻求出，對(duì)應(yīng)A1的U+=U-=0時(shí)uo值就為幅值。從圖9.6看出A1的U+為當(dāng)U+=U-=0時(shí)，對(duì)應(yīng)的uo值為輸出三角波的幅值Uom當(dāng)

時(shí)當(dāng)

時(shí)(9―10)(9―11)(2)振蕩周期的計(jì)算。由A2的積分電路可求出振蕩周期，其輸出電壓uo從-Uom上升到+Uom所需時(shí)間為T/2，所以將式(9―11)代入，可得(9―12)(9―13)9.1.3鋸齒波產(chǎn)生電路三角波產(chǎn)生的條件是電容充放電時(shí)間常數(shù)相等，如使二者相差較大，即為鋸齒波產(chǎn)生電路。如圖9.8所示。利用V1,V2控制充放電回路，調(diào)整電位器RW可改變充放電時(shí)間常數(shù)。如RW在中點(diǎn)，充放電時(shí)間常數(shù)相等，輸出為三角波；RW在最下端，充電時(shí)間常數(shù)大于放電時(shí)間常數(shù)，得負(fù)向鋸齒波；RW在最上端，充電時(shí)間常數(shù)小于放電時(shí)間常數(shù)，得正向鋸齒波，其波形如圖9.9所示。圖9.8鋸齒波產(chǎn)生電路

圖9.9鋸齒波產(chǎn)生電路波形(a)τ充>τ放，負(fù)向鋸齒波形；(b)τ充<τ放，正向鋸齒波形

鋸齒波的幅度和振蕩周期與三角波相似。當(dāng)U+=U-=0時(shí)，對(duì)應(yīng)的uo值為當(dāng)

時(shí)當(dāng)

時(shí)(9―14)(9―15)

振蕩周期為T=T1+T2,電容充電時(shí)間T1為則電容放電時(shí)間T2為故振蕩周期為(9―17)(9―18)式中、為二極管VD1,VD2導(dǎo)通時(shí)的電阻。9.2集成函數(shù)發(fā)生器ICL8038簡(jiǎn)介

隨著大規(guī)模集成電路技術(shù)的迅速發(fā)展，人們將波形產(chǎn)生電路和波形變換電路集成在一小塊硅片上，它可輸出若干種不同的波形，所以稱之為函數(shù)發(fā)生器。下面簡(jiǎn)要介紹美國INTERSIL產(chǎn)品ICL8038。

ICL8038為大規(guī)模集成電路，其原理框圖如圖9.10所示。圖9.10ICL8038的原理框圖ICL8038管腳如圖9.11所示，其中管腳⑧為頻率調(diào)節(jié)(簡(jiǎn)稱調(diào)頻)電壓輸入端。振蕩頻率與調(diào)頻電壓成正比，其線性度約為0.5%。調(diào)頻電壓的值是指管腳⑥與管腳⑧之間的電壓值。它的值應(yīng)不超過(UCC+UEE)。管腳⑦輸出調(diào)頻偏置電壓，其值(指管腳⑥與⑦之間的電壓)是(UCC+UEE)，它可作為管腳⑧的輸入形式。此外，該器件的矩形波輸出級(jí)為集電極開路形式，因此在管腳⑨和正電源之間外接一電阻，其阻值一般用10kΩ左右。圖9.11ICL8038管腳圖(頂視圖)ICL8038基本接法如圖9.12。圖中管腳⑧與⑦短接，在此條件下，管腳輸出波形的上升時(shí)間t1為下降時(shí)間t2為因此振蕩周期為(9―19)圖9.12振蕩頻率為(9―20)

其中RA和RB的阻值以在至范圍內(nèi)為宜(“UCC-U⑧”是管腳⑥與管腳⑧之間的電壓)，且RB應(yīng)小于2RA。⑧⑧

當(dāng)RA=RB時(shí)，管腳⑨、③和②的輸出波形分為別為方波、三角波和正弦波，振蕩頻率為。調(diào)節(jié)電位器RW，可使正弦波的失真度減小到1.5%以下。用100kΩ電位器接成可變電阻形式代替圖9.12中的82kΩ電阻，調(diào)節(jié)它也可以減小正弦波的失真度。如果希望進(jìn)一步減小正弦波的失真度，可用圖9.13所示的調(diào)整電路，使正弦波的失真度減小到0.5%左右。圖9.13第⑧管腳的10kΩ電位器，調(diào)節(jié)UCC與管腳⑧之間的電壓(即調(diào)頻電壓)，振蕩頻率隨之變化，因此該電路是一個(gè)頻率可調(diào)的函數(shù)發(fā)生器，其最高頻率與最低頻率之比可達(dá)100∶1。圖9.13頻率可調(diào)和失真小的函數(shù)發(fā)生器

由于ICL8038的振蕩頻率與調(diào)頻輸入電壓成正比，因此它可構(gòu)成壓控函數(shù)發(fā)生器，它的控制電壓應(yīng)加在管腳⑥與管腳⑧之間。如果控制電壓按一定規(guī)律變化，則可構(gòu)成掃頻式函數(shù)發(fā)生器，如圖9.14所示。

ICL8038主要參數(shù)如表9.1所示。圖9.14掃描信號(hào)發(fā)生器(RA=RB)

9.3正弦波產(chǎn)生電路9.3.1正弦波產(chǎn)生振蕩的條件圖9.15是具有反饋網(wǎng)絡(luò)的放大電路的方框圖。圖中放大電路凈輸入電壓。如果輸入端不加信號(hào)，(即，而當(dāng)反饋電壓與幅度相等且相位又相同時(shí))，則電路將輸出一個(gè)穩(wěn)定的正弦波。由此可知，振蕩條件為(9―21)

而從圖9.15可得(9―22)(9―23)圖9.15反饋放大電路的框圖由上述方程得到產(chǎn)生正弦波振蕩的條件是(9―24)

該式表明了電路維持正弦波穩(wěn)幅振蕩的條件。由于是復(fù)數(shù)，所以它包含了雙重意義，即振蕩的兩個(gè)平衡條件：(1)幅度平衡條件：(9―25)(2)相位平衡條件：

φA+φF=±2nπ(n=0,1,2,:)(9―26)

即要求：電路的回路增益等于1，相移為2π的整數(shù)倍，反饋網(wǎng)絡(luò)必須是正反饋。注意，是振蕩電路達(dá)到并維持穩(wěn)幅振蕩的條件，但是滿足這一條件并不能使電路起振。因?yàn)殡娐方油娫磿r(shí)，并無振蕩信號(hào)，它只能靠電路的噪聲或其它干擾作為激勵(lì)信號(hào)，經(jīng)過環(huán)路放大、反饋、再放大，……不斷地增幅，逐步建立起穩(wěn)幅振蕩。因此，振蕩電路要起振，必須要求環(huán)路增益滿足起振條件，即(9―27)

電路起振后，由于環(huán)路增益大于1，所以振蕩幅度逐漸增大。當(dāng)信號(hào)達(dá)到一定幅度時(shí)，因受放大電路中非線性元件的限制，使其工作在飽和或截止?fàn)顟B(tài)，使|

值下降，最后達(dá)到的平衡條件。9.3.2正弦波振蕩器的電路組成正弦波振蕩器由以下幾個(gè)基本電路組成：

(1)放大電路：保證放大信號(hào)，并向電路提供能量。

(2)反饋網(wǎng)絡(luò)：引入正反饋，使之滿足相位和幅度平衡條件。

(3)選頻網(wǎng)絡(luò)：選擇某單一頻率，滿足起振條件，保證輸出為單一頻率的正弦波信號(hào)。

(4)穩(wěn)幅措施的電路：保證正弦波振蕩器輸出具有穩(wěn)定幅度的正弦波信號(hào)。

判斷一個(gè)電路是否為正弦波振蕩器，就看其組成是否含有上述四個(gè)部分。分析一個(gè)正弦振蕩電路時(shí)，首先要判斷它是否振蕩，其一般方法是：

(1)是否滿足相位條件，即電路是否為正反饋，只有滿足相位條件才有可能振蕩。

(2)放大電路的結(jié)構(gòu)是否合理，有無放大能力，靜態(tài)工作點(diǎn)是否合適。

(3)是否滿足幅度條件，檢驗(yàn)，若①，則不可能振蕩；②，能振蕩，但輸出波形明顯失真；③，能產(chǎn)生振蕩。振蕩穩(wěn)定后。再加上穩(wěn)幅措施，振蕩穩(wěn)定，而且輸出波形失真小。9.3.3RC正弦波振蕩電路常見的RC正弦波振蕩電路是RC串并聯(lián)式正弦波振蕩電路，又稱為文氏橋正弦波振蕩電路。串并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)在此作為選頻和反饋網(wǎng)絡(luò)。所以，我們必須了解串并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)的選頻特性，才能分析它的振蕩原理。

1.RC串并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)的選頻特性圖9.16(a)為RC串并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)的結(jié)構(gòu)。其選頻特性可定性分析如下：

當(dāng)信號(hào)頻率足夠低時(shí)，,，可得近似的低頻等效電路如圖9.16(b)所示。它是一個(gè)超前網(wǎng)絡(luò)。輸出電壓相位超前輸入電壓。當(dāng)信號(hào)頻率足夠高時(shí)，,，其近似的高頻等效電路如圖9.16(C)所示。它是一個(gè)滯后網(wǎng)絡(luò)。輸出電壓相位落后輸入電壓。因此可以斷定，在高頻與低頻之間存在一個(gè)頻率fo，其相位關(guān)系既不是超前也不是落后，輸出電壓與輸入電壓相位一致。這就是RC串并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)的選頻特性。圖9.16下面再根據(jù)電路推導(dǎo)出它的頻率特性。由圖9.16(a)可得

整理后得(9―28)

通常取R1=R2=R,C1=C2=C，則其中(9―29)即(9―30)

式(9―29)所代表的幅頻特性為(9―31)(9―32)相頻特性為其頻率特性如圖9.17所示。圖9.17RC串并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)的頻率特性2.RC串并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)正弦波振蕩電路圖9.18為RC串并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)正弦波振蕩電路。其放大電路為同相比例電路。反饋網(wǎng)絡(luò)和選頻網(wǎng)絡(luò)由串并聯(lián)電路組成。由RC串并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)的選頻特性得知，在ω=ωo=1/RC時(shí)，其相移φF=0，為使振蕩電路滿足相位條件

φAF=φA+φF=±2nπ

圖9.18RC串并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)正弦波振蕩電路

為了使電路能振蕩，還應(yīng)滿足起振條件，即要求(9―33)

而圖9.18的反饋系數(shù)，就是RC串并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)的傳輸系數(shù)，如式(9―29)所示，即(9―34)放大器的放大倍數(shù)

當(dāng)ω=ωo時(shí)，，因而按起振條件式(9―33)，要求(9―35)即式(9―35)就是該電路的起振條件的具體表示式。

例如Rf=20kΩ，則取R1=10kΩ，用8.2kΩ的電阻和4.7kΩ的電位器相串聯(lián)作為R1，這樣便于調(diào)整，使之滿足式(9―35)而起振。該電路的振蕩頻率為(9―36)

由式(9―35)知，只要滿足|A|>3，就可以產(chǎn)生振蕩。但是由于集成運(yùn)放的放大倍數(shù)很大，受其非線性特性的影響，波形會(huì)產(chǎn)生嚴(yán)重失真。

圖9.19(a)中在Rf兩端并聯(lián)兩只二極管VD1,VD2用來穩(wěn)定振蕩器的輸出uo的幅度。如圖9.19(b)，當(dāng)振蕩幅度較小時(shí)，流過二極管的電流較小，設(shè)相應(yīng)的工作點(diǎn)為A、B，此時(shí)，與直線AB斜率相對(duì)應(yīng)的二極管等效電阻RD增大；同理，當(dāng)振蕩幅度增大時(shí)，流過二極管的電流增加，其等效電阻RD減小，如圖中直線CD所示。這樣R’f=Rf∥RD也隨之而變，降低了放大電路的放大倍數(shù)，從而達(dá)到穩(wěn)幅的目的。圖9.19二極管穩(wěn)幅電路的RC串并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)振蕩電路

(a)電路；(b)穩(wěn)幅原理RC振蕩電路，除串并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)振蕩電路外，還有移相式和雙T網(wǎng)絡(luò)式等RC正弦波振蕩電路，但用得最多的是RC串并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)振蕩電路。

RC振蕩電路的振蕩頻率取決于RC乘積，當(dāng)要求振蕩頻率較高時(shí)，RC值必然很小。由于RC網(wǎng)絡(luò)是放大電路的負(fù)載之一，所以RC值的減小加重了放大電路的負(fù)載，且由于電路存在分布電容，其電容減小不能超過一定的限度，

否則振蕩頻率將受寄生電容的影響而不穩(wěn)定。此外，普通集成運(yùn)放的帶寬較窄，也限制了振蕩頻率的提高。因此，RC振蕩器通常只作為低頻振蕩器用，工作頻率一般在1MHz以下。如果需要產(chǎn)生更高頻率的正弦信號(hào)，可采用下面介紹的LC正弦波振蕩電路。9.3.4LC正弦波振蕩電路

LC正弦波振蕩電路可產(chǎn)生頻率高達(dá)1000MHz以上的正弦波信號(hào)。由于普通集成運(yùn)算放大器的頻帶較窄，而高速集成運(yùn)放的價(jià)格高，所以LC正弦波振蕩電路一般用分立元件組成。常見的LC正弦波振蕩電路有變壓器反饋式、電感三點(diǎn)式和電容三點(diǎn)式。它們的共同特點(diǎn)是用LC諧振回路作為選頻網(wǎng)絡(luò)，而且通常采用LC并聯(lián)回路。下面先介紹LC并聯(lián)回路的選頻特性。1.LC并聯(lián)回路的選頻特性簡(jiǎn)單的LC并聯(lián)回路只包含一個(gè)電感和一個(gè)電容，如圖9.20所示，R表示回路的等效損耗電阻，其數(shù)值一般很小。電路由電流激勵(lì)?；芈返牡刃ё杩篂閳D9.20LC并聯(lián)電路

對(duì)于某個(gè)特定頻率ωo，滿足，即(9―38)或

此時(shí)電路產(chǎn)生并聯(lián)諧振，所以fo叫做諧振頻率。諧振時(shí)，回路的等效阻抗呈現(xiàn)純電阻性質(zhì)，且達(dá)到最大值，稱為諧振阻抗Zo，且(9―39)Q值稱為品質(zhì)因數(shù)，它是LC并聯(lián)回路的重要指標(biāo)。損耗電阻R愈小，Q值愈大，諧振時(shí)的阻抗值也愈大。

LC并聯(lián)回路諧振時(shí)的輸入電流為(9―40)(9―41)

而流過電感的電流為所以

通常Q>>1,所以，即諧振時(shí)，LC并聯(lián)電路的回路電流比輸入電流大得多，此時(shí)諧振回路外界的影響可忽略。諧振時(shí)式(9―37)虛部為零，所以相移也為零。綜上所述，可畫出LC并聯(lián)回路的頻率特性如圖9.21所述。

圖9.21LC并聯(lián)回路的頻率特性(a)阻抗頻率特性(Q1>Q2);(b)相頻特性(Q1>Q2)

利用LC并聯(lián)諧振回路組成的振蕩器，其選頻網(wǎng)絡(luò)常常就是放大器的負(fù)載。所以，放大電路的增益具有選頻特性。由于在諧振時(shí)，LC電路呈現(xiàn)純電阻性，所以對(duì)放大電路相移φA的分析與電阻負(fù)載時(shí)相同。2.變壓器反饋式LC正弦波振蕩電路圖9.22為變壓器反饋式LC振蕩器的幾種常見接法。圖(a)、(b)均為共射接法，二者區(qū)別僅在于采用不同方式將反饋電壓送回到半導(dǎo)體三極管的基極。圖(C)為共基接法，反饋電壓送回射極，基極通過電容Cb接地。由于三極管共基極的截止頻率遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于共射極的截止頻率。所以，為了提高振蕩頻率，LC振蕩器常采用共基極放大電路。

對(duì)反饋極性的判別，仍采用瞬時(shí)極性法。首先在反饋信號(hào)的引入處假設(shè)一個(gè)輸入信號(hào)的瞬時(shí)極性，然后依次判別出電路中各處的電壓極性。如反饋電壓的極性與假設(shè)輸入信號(hào)極性一致，則為正反饋，且滿足相位條件的要求。如不滿足，通過改變變壓器同名端的連接，可十分方便地改變極性，使之滿足振蕩器的相位條件。

振蕩的起振幅值條件為，只要變壓器的匝數(shù)比設(shè)計(jì)恰當(dāng)，一般都可滿足幅值條件。在滿足相位條件的前提下仍不起振，可加、減變壓器次級(jí)繞組的匝數(shù)，使之振蕩。當(dāng)Q值較高時(shí)，振蕩頻率fo就等于LC并聯(lián)回路的諧振頻率，即(9―42)

在分析LC振蕩電路時(shí)，要注意把與振蕩頻率有關(guān)的諧振回路的電容(如圖9.22各圖中的電容C)和作為耦合和旁路的電容(如圖9.22各電路中的Cb,Ce)分開。兩種電容在數(shù)值上相差很大，考慮交流通路時(shí)，應(yīng)將Cb,Ce短路。無論何種連接方式，三極管都應(yīng)有一個(gè)正確的直流工作點(diǎn)。因此，要注意耦合電容和旁路電容的作用，如圖9.22(C)電路，電容Ce的作用是耦合、隔直，如無Ce而直接相連，三極管射極通過變壓器次級(jí)直接接地，則改變了三極管的直流工作狀態(tài)。LC正弦波振蕩電路的穩(wěn)幅措施是利用放大電路的非線性實(shí)現(xiàn)的。當(dāng)振幅大到一定程度時(shí)，雖然三極管進(jìn)入截止或飽和，集電極電流也產(chǎn)生明顯失真。但是由于集電極的負(fù)載是LC并聯(lián)諧振電路，具有良好的選頻作用，因此輸出電壓波形一般失真不大。圖9.22變壓器反饋式LC正弦波振蕩電路3.三點(diǎn)式LC正弦波振蕩電路因?yàn)檫@類LC振蕩電路的諧振回路都有三個(gè)引出端子，分別接至三極管的e,b,C極上，所以統(tǒng)稱為三點(diǎn)式振蕩電路。圖9.23列舉了幾種常見的接法。圖9.23(a),(b)為電感三點(diǎn)式，它的特點(diǎn)是把諧振回路的電感分成L1和L2兩個(gè)部分，利用L2上的電壓作為反饋信號(hào)，而不再用變壓器。圖(a)中，反饋電壓接至三極管的射極，放大電路是共基極接法。圖(b)中，反饋電壓接至基極上，放大電路為共射極接法。不難用瞬時(shí)極性法判斷，它們均滿足振蕩的相位條件。

圖9.23(C),(d)為電容三點(diǎn)式，其特點(diǎn)是用C1和C2兩個(gè)電容作為諧振回路電容，利用電容C2上的電壓作為反饋信號(hào)。與電感三點(diǎn)式相似，圖(C)放大電路是共基極接法，圖(d)是共發(fā)射極接法。同樣用瞬時(shí)極性法判斷，它們也滿足振蕩的相位條件。電感三點(diǎn)式正弦波振蕩電路的振蕩頻率基本上等于LC并聯(lián)電路的諧振頻率，即(9―43)

其中L′是諧振回路的等效電感，即(9―44)式中M為繞組N和繞組N1之間的互感。電感三點(diǎn)式正弦波振蕩電路容易起振，而且采用可變電容器可在較寬范圍內(nèi)調(diào)節(jié)振蕩頻率，所以在需要經(jīng)常改變頻率的場(chǎng)合(例如收音機(jī)、信號(hào)發(fā)生器等)得到廣泛的應(yīng)用。但是由于它的反饋電壓取自電感L2，它對(duì)高次諧波阻抗較大，因此輸出波形中含有高次諧波，波形較差。圖9.23三點(diǎn)式振蕩電路

電容三點(diǎn)式正弦波振蕩電路的振蕩頻率近似等于LC并聯(lián)電路的諧振頻率，即(9―45)C′為諧振回路的等效電容，對(duì)圖9.23(C),(d)(9―46)

由于電容三點(diǎn)式正弦波振蕩電路的反饋電壓取自電容C2，反饋電壓中諧波分量小，因此輸出波形較好。而且電容C1,C2的容量可以選得較小，并可將管子的極間電容計(jì)算到C1,C2中去，所以振蕩頻率可達(dá)100MHz以上。但管子的極間電容隨溫度等因素變化，對(duì)振蕩頻率有一定的影響。為了減少這種影響，可在電感L支路中串接電容C，使諧振頻率主要由L和C決定，而C1和C2只起分壓作用。電路如圖9.24所示。對(duì)于該電路(9―47)圖9.24電容三點(diǎn)式改進(jìn)型正弦波振蕩電路

在選取電容參數(shù)時(shí)，可使C1>>C,C2>>C，所以

C′≈C(9―48)

故(9―49)

僅取決于電感L和電容C，與C1,C2和管子的極間電容關(guān)系很小，因此振蕩頻率的穩(wěn)定度較高，其頻率穩(wěn)定度Δf/fo的值可小于0.01%。4.石英晶體正弦波振蕩電路眾所周知，若在石英晶片兩極加一電場(chǎng)，晶片會(huì)產(chǎn)生機(jī)械變形。相反，若在晶片上施加機(jī)械壓力，則在晶片相應(yīng)的方向上會(huì)產(chǎn)生一定的電揚(yáng)，這種現(xiàn)象稱為壓電效應(yīng)。一般情況下，晶片機(jī)械振動(dòng)的振幅和交變電場(chǎng)的振幅都非常小，只有在外加某一特定頻率交變電壓時(shí)，振幅才明顯加大，并且比其它頻率下的振幅大得多，這種現(xiàn)象稱為壓電諧振，它與LC回路的諧振現(xiàn)象十分相似。上述特定頻率稱為晶體的固有頻率或諧振頻率。

石英諧振器的符號(hào)和等效電路如圖9.25所示。當(dāng)晶體不振動(dòng)時(shí)，可把它看成是一個(gè)平行板電容器Co，稱為靜電電容。Co與晶片的幾何尺寸和電極面積有關(guān)，一般約為幾個(gè)皮法到幾十皮法。當(dāng)晶體振動(dòng)時(shí)，機(jī)械振動(dòng)的慣性可用電感L來等效。一般L的值為幾十毫亨至幾百亨。晶片的彈性可用電容C來等效，C的值很小，一般只有0.0002pF~0.1pF。晶片振動(dòng)時(shí)因摩擦而造成的損耗用電阻R來等效，它的數(shù)值約為100Ω。由于晶片的等效電感很大，

而C很小，R也小，因此回路的品質(zhì)因數(shù)Q很大