《高頻電子線路》課件第四章

第四章4.1概述4.2調(diào)幅信號的分析4.3幅度調(diào)制電路4.4幅度信號的解調(diào)電路4.5混頻原理與分析4.6混頻電路4.7混頻干擾

4.1概述幅度調(diào)制簡稱調(diào)幅,是指用基帶信號控制載波信號幅度的調(diào)制方式。調(diào)幅是最古老的信號調(diào)制方式之一,是莫爾斯電碼通信后人類通信方式的一次革命性進(jìn)步,歷史上最早的無線電廣播就是采用幅度調(diào)制方式進(jìn)行發(fā)送的。調(diào)幅廣播始于1906年由美籍加拿大發(fā)明家費(fèi)森登建立的實(shí)驗(yàn),直到第一次世界大戰(zhàn)成為地方性的廣播電臺。在接下來的十年獲得了巨大發(fā)展,第一家商業(yè)調(diào)幅電臺始于1920年。一百多年后,在某些傳統(tǒng)的通信系統(tǒng)中仍然廣泛地使用著模擬信號的幅度調(diào)制。學(xué)習(xí)幅度調(diào)制是理解各種現(xiàn)代高級調(diào)制技術(shù)的基礎(chǔ),本章將介紹常見的模擬調(diào)幅方式與解調(diào)方式,同時對混頻的原理及電路進(jìn)行介紹。

4.2調(diào)幅信號的分析4.2.1普通調(diào)幅普通調(diào)幅波(AmplitudeModulation,AM)的出發(fā)點(diǎn)很簡單,就是用需傳送的信息uΩ(t)去控制高頻載波的振幅,使調(diào)制以后的信號的幅度隨基帶信號uΩ(t)的變化而線性變化。(4-1)我們將u'm(t)稱為包絡(luò)函數(shù)。式(4-1)中,ka為比例系數(shù),表示調(diào)制信號對載波信號控制的強(qiáng)弱一般情況下,通常都滿足ωc?Ω,則普通調(diào)幅波的數(shù)學(xué)表達(dá)式是(4-2)

(4-3)調(diào)幅指數(shù)

取決于基帶信號與載波信號之間的大小比例關(guān)系。式(4-3)就是單頻調(diào)制時的普通調(diào)幅波的表達(dá)式。從基本的表達(dá)式來看,要實(shí)現(xiàn)調(diào)幅功能的關(guān)鍵是完成載波信號與基帶信號的相乘,也就是說需要有一個乘法器。因?yàn)槌朔ㄆ魇堑湫偷姆蔷€性器件,所以調(diào)幅電路肯定是一個非線性電路

由標(biāo)準(zhǔn)調(diào)幅信號的表達(dá)式可知,包絡(luò)的最大值Ummax(波峰)和最小值Ummin(波谷)分別為(4-4)(4-5)(4-6)顯然,式(4-6)也給出了一種測量調(diào)幅系數(shù)的方法,在實(shí)際中有著廣泛的應(yīng)用。可以看出,調(diào)幅系數(shù)的大小決定了信號波峰和波谷的大小。特別要注意,當(dāng)ma>1時,波谷位置會小于零,顯然此時信號的包絡(luò)會產(chǎn)生失真,這種情況稱為過調(diào)制。對于采用包絡(luò)解調(diào)的通信系統(tǒng)來說,這是需要避免的問題。

對式(4-3)用三角函數(shù)公式展開為

(4-7)可見,單頻信號的調(diào)幅波由三個頻率分量組成,即載波分量ωc、上邊頻ωc+Ω、下邊頻ωc-Ω,其頻譜如圖4-2所示。因此從頻域的角度看,模擬調(diào)幅完成了將基帶信號的頻譜線性搬移到載波頻率的兩側(cè),所以模擬調(diào)幅也被稱為線性調(diào)幅。

實(shí)際應(yīng)用中的基帶信號都是包含多個頻率的復(fù)雜信號,但其頻譜結(jié)構(gòu)應(yīng)該是相同的,中心位置是載波,上、下兩個邊帶對稱分布。

由上面的分析可知,對于普通調(diào)幅信號而言,調(diào)制后信號的帶寬等于原基帶信號頻帶寬度的兩倍,即(4-8)為了研究調(diào)幅波中各個頻率分量的功率關(guān)系,通常將調(diào)幅波電壓加在電阻R兩端。以單頻調(diào)幅信號為例,電阻R消耗的各頻率分量對應(yīng)的功率可表示如下:

(1)載波頻率:

(4-9)(2)每個邊頻功率:

(4-10)(3)基帶信號一個周期內(nèi)的平均總功率:

(4-11)

4.2.2抑制載波的雙邊帶調(diào)幅和單邊帶調(diào)幅

由前面的分析可知,載波只是運(yùn)載信息的工具,不包含有用信息,卻占用了較大的功率。為了減少不必要的功率浪費(fèi),提高功率利用率,可以只發(fā)射上、下邊頻,而不發(fā)射載波,這種調(diào)制方式稱為抑制載波的雙邊帶調(diào)幅(DoubleSideBand,DSB),其數(shù)學(xué)表示式為(4-12)

因?yàn)殡p邊帶信號不包含載波,它的全部功率都為邊帶占有,所以發(fā)送的全部功率都載有信息,功率有效利用率高于AM制。因?yàn)閮蓚€邊帶的任何一個邊帶已經(jīng)包含調(diào)制信號的全部信息,所以可以進(jìn)一步把其中的一個邊帶抑制掉,而只發(fā)射一個邊帶,這就是單邊帶調(diào)幅波,用SSB表示,其數(shù)學(xué)表示式為(4-13)(4-14)

4.3幅度調(diào)制電路4.3.1低電平調(diào)幅電路

1.單二極管開關(guān)狀態(tài)調(diào)幅電路

當(dāng)有兩個大信號(其中一個是小信號,另一個是大信號)疊加于一個二極管上時,二極管的導(dǎo)通或截止將完全受大振幅電壓信號的控制,此時可近似認(rèn)為二極管處于一種理想的開關(guān)狀態(tài)。利用這一點(diǎn)就可以實(shí)現(xiàn)將兩個信號相乘,從而達(dá)到調(diào)幅的目的。最簡單的電路如圖4-4所示,輸入信號u1是小信號,控制信號(參考信號)u2是大信號,兩個信號相加作用在非線性器件二極管上。

忽略輸出電壓uo對回路的反作用,加在二極管兩端的電壓uD為

(4-15)二極管可等效為一個受控開關(guān),其特性可以近似用折線處理,如圖4-5所示。我們假設(shè)二極管在導(dǎo)通區(qū)電導(dǎo)為gD,控制電壓是uD,回路電流為(4-16)

由前述已知u1?u2,可認(rèn)為二極管的開關(guān)狀態(tài)主要由u2控制,可得(4-17)一般情況下,二極管的導(dǎo)通門限電壓Up較小,有U2?Up,進(jìn)行近似分析時可以忽略Up(也可在電路中加一固定偏置電壓E,用以抵消Up的影響,在這種情況下,uD=E+u1+u2),式(4-17)可進(jìn)一步寫為(4-18)由于u2=U2cosω2t,根據(jù)余弦函數(shù)的特性,故有

(4-19)(4-20)(4-21)

圖4-6所示為u2與K(ω2t)的波形圖。由圖可見,這是一個單向開關(guān)函數(shù)。由此可見,在前面的假設(shè)條件下,二極管電路可等效為一線性時變電路,其時變電導(dǎo)g(t)為(4-22)(4-23)

2.二極管平衡調(diào)幅電路

前面的單二極管調(diào)幅電路雖然可以完成將兩個信號相乘,但沒用的頻率成分太多,對后級電路的濾波功能要求太高,實(shí)現(xiàn)起來會有很大難度。我們需要改進(jìn)電路以盡可能地減少沒用的頻率分量。圖4-7(a)是二極管平衡電路的原理電路,它包括了兩個性能一致的二極管及中心抽頭變壓器T1、T2。其基本簡化原理圖可由圖4-7(b)來表示。

與單二極管電路的條件相同,二極管處于大信號工作狀態(tài),二極管主要工作在截止區(qū)和線性區(qū),二極管的伏安特性可用折線近似U2?U1,二極管開關(guān)主要受u2控制。若忽略輸出電壓的反作用,則加到兩個二極管的電壓uD1、uD2分別為由于加到兩個二極管上的控制電壓u2是同相的,因此兩個二極管的導(dǎo)通、截止時間是相同的,其時變電導(dǎo)也是相同的。由此可得,流過兩管的電流i1、i2分別為(4-24)(4-25)(4-26)(4-27)

電流i1、i2在T2次級產(chǎn)生的電流分別為

但兩電流流過T2的方向相反,在T2

中產(chǎn)生的磁通相消,故次級總電流iL應(yīng)為(4-27(a))(4-27(b))(4-28)(4-29)

將開關(guān)函數(shù)的傅里葉展開式代入,可得

(4-31)如果考慮電阻RL對二極管電流的影響,則要用包含變壓器視在電阻的總電導(dǎo)來代替gD。如果T2次級所接負(fù)載為寬帶電阻,則初級兩端的視在電阻為4RL,對i1、i2各支路的電阻為2RL,此時:

(4-30)

3.二極管環(huán)形電路

圖4-8(a)為二極管環(huán)形電路的基本電路,與二極管平衡電路相比,只是多接了兩只二極管VD3和VD4,四只二極管方向一致,組成一個環(huán)路,此電路也稱為二極管雙平衡電路。圖4-8(b)、(c)分別為載波信號正半周和負(fù)半周時的等效電路。二極管環(huán)形電路的分析條件與單二極管電路和二極管平衡電路相同。平衡電路1與前面分析的電路完全相同。根據(jù)圖4-8(a)中電流的方向,平衡電路1和2在負(fù)載RL上產(chǎn)生的總電流為(4-32)(4-33)

(4-34)由此可見,K(ω2t)、K(ω2t-π)為單向開關(guān)函數(shù),K'(ω2t)為雙向開關(guān)函數(shù),且有

(4-35)(4-37)(4-36)(4-38)

當(dāng)u1=U1cosω1t時,有

(4-39)

4.3.2高電平調(diào)幅電路

1.集電極調(diào)幅電路

將低頻調(diào)制信號u(t)與丙類放大器的直流電源相串聯(lián),放大器的有效集電極電源電壓等于兩電壓之和,它隨調(diào)制信號的變化而變化。圖4-10中的電容器是高頻旁路電容,它的作用是避免高頻電流通過調(diào)制變壓器的次級線圈以及電源,因此它對高頻相當(dāng)于短路,而對調(diào)制信號相當(dāng)于開路。

對于丙類高頻功率放大器,當(dāng)基極偏置UBB,激勵高頻信號電壓振幅UBm和集電極有效回路阻抗Rp不變,只改變集電極有效電源電壓時,集電極電流脈沖在欠壓區(qū)可認(rèn)為不變。而在過壓區(qū),集電極電流脈沖幅度將隨集電極電源電壓變化而變化,因此集電極調(diào)幅必須工作在過壓區(qū)。

設(shè)基極激勵信號電壓為

則基極瞬時電壓為

集電極調(diào)制信號電壓為

則集電極有效電源電壓為

(4-40)(4-41)(4-42)(4-43)(4-44)

在線性調(diào)幅時,集電極有效電源所提供的集電極電流的直流分量和集電極電流的基波分量成正比,當(dāng)(4-45)(4-46)(4-47)

2.基極調(diào)幅電路

基極調(diào)幅電路的基本原理是利用丙類功率放大器在電源電壓UCC、輸入信號振幅Ubm、諧振電阻Rp不變的條件下,在欠壓區(qū)改變UBB,其輸出電流隨UBB變化這一特點(diǎn)來實(shí)現(xiàn)調(diào)幅的,如圖4-11所示。其中,LB1是高頻扼流圈,LB為低頻扼流圈,C1、C3、C5為低頻旁路電容,C2、C4、C6為高頻旁路電容。基極調(diào)幅與諧振功放的區(qū)別是基極偏壓隨調(diào)制電壓變化。

由于基極電路電流小,消耗功率小,故所需調(diào)制信號功率很小,調(diào)制信號的放大電路比較簡單,這是基極調(diào)幅的優(yōu)點(diǎn)。但因其工作在欠壓狀態(tài),故集電極效率低是其一大缺點(diǎn)?；鶚O調(diào)幅一般只用于功率不大、對失真要求較低的發(fā)射機(jī)中;而集電極調(diào)幅效率較高,適用于較大功率的調(diào)幅發(fā)射機(jī)中。

4.3.3單邊帶信號的產(chǎn)生

1.濾波法

在產(chǎn)生抑制載波的雙邊帶信號的基礎(chǔ)上,去掉一個邊帶,只讓一個邊帶發(fā)射,常用的方法是濾波法和移相法。濾波法的實(shí)現(xiàn)方框圖如圖4-13所示。

2.移相法

另一種產(chǎn)生單邊帶信號的方法是利用移相器使不需要的邊帶互相抵消,但保留所需邊帶,該法稱為移相法,如圖4-14所示。

4.4幅度信號的解調(diào)電路4.4.1幅度信號解調(diào)的基本原理從具體的實(shí)現(xiàn)方式看,有兩類解調(diào)方法,分別為同步解調(diào)和包絡(luò)解調(diào)。對于同步解調(diào),在解調(diào)端需要使用一個與發(fā)送端載波同頻同相的信號,所以一個良好的載波恢復(fù)電路顯得至關(guān)重要,而這往往也是電路實(shí)現(xiàn)中的難點(diǎn);包絡(luò)解調(diào)也稱為包絡(luò)檢波,不需要載波恢復(fù)的過程,因而電路簡單,易于實(shí)現(xiàn)。檢波器是頻譜搬移電路,所以檢波器的組成中非線性器件是核心元件,同時用低通濾波器濾除無用頻率分量,取出原基帶信號的頻率分量。

圖4-15

4.4.2檢波器的主要性能指標(biāo)

1.電壓傳輸系數(shù)Kd

電壓傳輸系數(shù)又稱為檢波效率,用Kd表示,用來表示檢波器對高頻信號的解調(diào)能力。若檢波器輸入為高頻等幅波,其振幅為Uim,而輸出直流電壓為UΩm,則檢波器的電壓傳輸系數(shù)(4-48)若檢波器輸入為高頻調(diào)幅波,其包絡(luò)振幅為maUim,而輸出低頻電壓振幅為UΩm,則檢波器的電壓傳輸系數(shù)(4-49)

2.輸入電阻Ri

檢波器的輸入電阻Ri是指從檢波器輸入端看進(jìn)去的等效電阻,用來表示檢波器對前級電路的影響程度。Ri為輸入高頻等幅波的電壓振幅Uim與輸入高頻脈沖電流中基波振幅Iim之比,即(4-50)

4.4.3同步解調(diào)

1.用模擬乘法器實(shí)現(xiàn)的同步檢波

(1)當(dāng)輸入ui(t)為普通調(diào)幅波,即ui(t)=Uim(1+macosΩt)cosωct時,同步載波信號ur(t)=Urmcosωct,即本地載波與輸入信號的載波同頻同相,這也是同步解調(diào)名稱的由來。顯然,乘法器的輸出電壓為(4-51)可以看出,uz(t)中含有直流分量以及Ω、2ωc、2ωc+Ω共四個頻率分量,經(jīng)過低通濾波器LPF后濾去高頻分量,再經(jīng)隔直電容后,就得到:

(4-52)該檢波器的電壓傳輸系數(shù)(4-53)(2)當(dāng)輸入ui(t)為雙邊帶調(diào)幅波,ui(t)=maUimcosΩtcosωct時,有

(4-54)

(3)當(dāng)輸入ui(t)為單邊帶調(diào)幅波(4-55)(4-56)由式(4-49)得該檢波器的電壓傳輸系數(shù)

2.疊加型同步檢波器

疊加型同步檢波器的工作原理是將抑制載波雙邊帶調(diào)制信號uDSB(t)與同步信號ur(t)疊加,得到一個普通調(diào)幅波,然后經(jīng)過包絡(luò)檢波器,解調(diào)出調(diào)制信號,其電路模型及基本結(jié)構(gòu)如圖4-18所示。

3.參考信號的頻率和相位偏差對檢波的影響

上面我們分析同步檢波器的工作原理時,都假定本地參考電壓ur(t)與原載波同頻同相,即保持嚴(yán)格的同步。若ur(t)與載波不能保持嚴(yán)格同步,即存在頻偏Δω、ΔΦ,則將對檢波器有何影響呢?

(1)ur(t)與載波同頻不同相,即(4-57)(4-58)

(2)ur(t)與載波不同頻同相,即

(4-59)(4-60)(3)ur(t)與載波不同頻、不同相,即

(4-61)(4-62)

4.同步信號的產(chǎn)生方法

(1)若輸入信號器為普通調(diào)幅波,則可將調(diào)幅波限幅去除包絡(luò)線變化,得到的是角頻率為ωc的方波,用窄帶濾波器取出ωc成分的同步信號。

(2)若輸入信號器為雙邊帶調(diào)幅波,則將雙邊帶調(diào)制信號ui(t)取平方ui2(t),從中取出角頻為2ωc的分量,經(jīng)二分頻將它變?yōu)榻穷l率為ωc的同步信號。

(3)若輸入信號器為發(fā)射導(dǎo)頻的單邊帶調(diào)幅波,則可采用高選擇性的窄帶濾波器,從輸入信號中取出該導(dǎo)頻信號,導(dǎo)頻信號放大后就可作為同步信號。如果發(fā)射機(jī)不發(fā)射導(dǎo)頻信號,則接收機(jī)就要采用高穩(wěn)定度晶體振蕩器產(chǎn)生指定頻率的同步信號。

為了保證同步檢波器不失真地解調(diào)出幅度盡可能大的信號,參考電壓應(yīng)與輸入載波同頻同相,即實(shí)現(xiàn)二者的同步。在實(shí)際工作時,二者的頻率必須相同,但允許有很小的相位差。如果是電視圖像信號,則也會有明顯的相位失真,這一點(diǎn)要注意。

4.4.4包絡(luò)檢波

一般來說,調(diào)幅信號的解調(diào)過程也稱為檢波,實(shí)現(xiàn)該功能的電路稱為檢波器,這是傳統(tǒng)收音機(jī)中最重要的電路。從原理上講,檢波仍然是一種頻譜搬移過程,要從包含調(diào)制波信息的已調(diào)波中還原出調(diào)制波信息,必須要有非線性器件,使之產(chǎn)生新的頻率分量,并把高頻分量濾除。因此,振幅檢波器的組成框圖如圖4-19所示。

1.檢波器的作用和組成

以普通調(diào)幅信號為例,分別從頻譜和波形來理解檢波的原理,畫出檢波前和檢波后信號的頻譜,如圖4-20所示。

(1)當(dāng)輸入為高頻等幅信號時,輸入、輸出信號波形如圖4-21所示。

(2)當(dāng)輸入為單頻正弦信號調(diào)制的普通調(diào)幅波時,輸入、輸出信號波形如圖4-22所示。

目前應(yīng)用最廣的是二極管包絡(luò)檢波器(集成電路中多采用三極管射極包絡(luò)檢波器),這是最基本的包絡(luò)檢波器,只需要一個二極管加幾個無源器件即可,適用于普通調(diào)幅波的檢波,成本低廉,其電路如圖4-23所示。

2.工作原理的分析

圖4-24所示為二極管峰值包絡(luò)檢波器的工作波形。由圖4-23可以看出,二極管兩端的電壓uD(t)=ui(t)-uo(t),由于ui(t)是大信號,所以uo(t)也很大,其反作用不能忽略。當(dāng)uD(t)>0時,二極管導(dǎo)通;當(dāng)uD(t)<0時,二極管截止。RL和CL并聯(lián),所以檢波器的輸出電壓uo(t)就是電容CL兩端的電壓。

1)輸入ui(t)為高頻等幅波

設(shè)ui(t)=Uimcosωct,且在t=0時CL上沒有電荷,即uo(t)=0。這時uD(t)=ui(t)-u0(t)>0,二極管導(dǎo)通,有電流iD,CL被充電,充電時間常數(shù)為τ=rdCL,由于rd很小,所以電容充電非?？?其uo(t)上升很快,如圖424(a)所示,該曲線非常陡峭。當(dāng)曲線上升到“1”點(diǎn)時,兩曲線相交于這一點(diǎn),就表明uo(t)=ui(t),則uD(t)=0,二極管處在臨界狀態(tài)。當(dāng)過“1”點(diǎn),ui(t)有下降趨勢,則uD(t)=ui(t)-uo(t)<0,二極管截止,CL放電,放電時間常數(shù)τ=RLCL,其值比較大,所以電容放電非常慢,其uo(t)下降很慢,如圖4-24(a)所示,該曲線比較平緩。當(dāng)曲線下降到“2”點(diǎn)時,兩曲線相交于這一點(diǎn),就表明uo(t)=ui(t),則uD(t)=0,二極管處在臨界狀態(tài)。當(dāng)過“2”點(diǎn)后,ui(t)有上升趨勢,則uD(t)=ui(t)-uo(t)>0,二極管又導(dǎo)通,有電流iD,CL被充電。如此反復(fù),由于充電快,放電慢,因此在很短時間內(nèi)就達(dá)到充放電的動態(tài)平衡。此后,uo(t)便在平均值uo(av)=Uo

上下按頻率fc作鋸齒狀的小波動(低通濾波器非理想導(dǎo)致在CL兩端產(chǎn)生的殘余高頻電壓)。如果RLCL?Tc(Tc為高頻等幅波ui(t)的周期),則CL放掉的電荷量很少,因此uo(t)的鋸齒波動很小,一般可以忽略,uo(t)的波形近似是ui(t)的包絡(luò),如圖4-24(b)所示。此時,uo(t)≈Uo≈Uim,即檢波效率近似接近1

2)輸入ui(t)為單頻普通調(diào)幅波

設(shè)ui(t)=Uim(1+macosΩt)cosωct,檢波器的工作過程與高頻等幅波輸入時很相似,只是隨著ui(t)幅度的增大或減小,uo(t)也作相應(yīng)的變化。因此uo(t)將是與調(diào)幅包絡(luò)相似的有小鋸齒波動的電壓,如圖4-25(a)所示,忽略鋸齒小波動后,其波形如圖4-25(b)所示。因此輸出電壓

3.主要性能分析

1)電壓傳輸系數(shù)Kd

當(dāng)輸入為高頻等幅波時,電壓傳輸系數(shù)為

當(dāng)輸入為單頻普通調(diào)幅波時,電壓傳輸系數(shù)為

(4-63)(4-64)

2)輸入電阻Ri

當(dāng)檢波器輸入為高頻等幅波,即ui(t)=Uimcosωct時,檢波器輸入功率Pi=U2im/(2Ri),輸出功率Po=U2om/RL(直流功率),輸入功率一部分轉(zhuǎn)換為輸出功率,另一部分消耗在二極管的正向電阻上,此消耗功率很小,可忽略,則Pi≈Po,而由于uo(t)≈Uim,可得U2im/(2Ri)≈U2im/RL,故得(4-65)

4.檢波器的失真

1)非線性失真

原因:二極管的伏安特性顯然不是理想的,那么必然會引起非線性失真,當(dāng)信號幅度較小時,總體看失真并不明顯。

克服措施:適當(dāng)增大RL,可使這種非線性失真減小。

2)截止失真

原因:前面的分析中都把二極管看成了理想開關(guān)器件,而實(shí)際的二極管都存在一個很小的導(dǎo)通電壓,只有輸入信號幅度大于這個導(dǎo)通電壓時檢波器才會工作,當(dāng)輸入調(diào)幅波的振幅小于二極管導(dǎo)通門限電壓時,引起截止失真。

克服措施:使Uim(1-ma)>Uon,則可避免截止失真,盡量使用導(dǎo)通門限電壓小的鍺二極管。

3)頻率失真

原因:由于檢波負(fù)載電容CL和隔直電容Cc的取值不合理引起的。CL的作用是旁路高頻分量,若值太大,則其容抗值很小,將使有用的低頻分量受到損失,引起頻率失真Cc的作用是隔直流、通低頻分量,若值太小,則其容抗值很大,將使有用的低頻分量受到損失,引起頻率失真。

克服措施:CL?1/(RLΩmax)和Cc?1/(Ri2Ωmin),則可避免頻率失真。

4)惰性失真

檢波負(fù)載RL、CL越大,CL在二極管截止期間的放電速度就越慢,則電壓傳輸系數(shù)越大,高頻濾波能力越強(qiáng)。但RL、CL取值過大,將會導(dǎo)致二極管截止期間電容CL對RL的放電速度太慢,這樣檢波器的輸出電壓就跟不上包絡(luò)的變化,從而產(chǎn)生了惰性失真。圖4-26所示為包檢波器惰性失真波形。

由圖4-26可以看出,在t1時刻,CL上電壓的下降速度低于調(diào)幅波包絡(luò)的下降速度,使下一個高頻正半周的最高電壓仍低于此時CL的兩端電壓uo(t),二極管截止,則uo(t)不再按調(diào)幅波包絡(luò)變化,而是按CL對RL的放電規(guī)律變化,直到t2時刻,ui(t)的振幅才開始大于uo(t),檢波器才恢復(fù)正常工作。這樣,在t1～t2期間產(chǎn)生了惰性失真。

克服措施:為了避免產(chǎn)生惰性失真,二極管必須在每個高頻周期內(nèi)導(dǎo)通一次,則要求電容CL的放電速度大于或等于調(diào)幅波包絡(luò)下降的速度,即(4-66)式(4-66)表明,ma和Ω越大,包絡(luò)下降速度就越快,則避免產(chǎn)生惰性失真所要求的RLCL值也就越小。在多頻調(diào)制時,ma和Ω應(yīng)取最大值。

5)負(fù)峰切割失真

檢波器的輸出端經(jīng)隔直電容Cc接到下一級的輸入電阻Ri2,要求Cc的容量大,才能傳送低頻信號,則Cc兩端存在直流電壓Uo≈Uim,基本不變,其極性為左正右負(fù),可以把它看成一直流電源。這個直流電源給RL分得的電壓為(4-67)此電壓極性為上正下負(fù),相當(dāng)于給二極管加了一個額外的反向偏壓。當(dāng)RL?Ri2時,URL就很大,這就可能使輸入調(diào)幅波包絡(luò)在負(fù)半周最小值附近的某些時刻小于URL,則二極管在這段時間就會截止。電容CL只放電不充電,但由于CL容量很大,其兩端電壓放電很慢,因此輸出電壓uo(t)=URL,不隨包絡(luò)變化,從而產(chǎn)生失真。如圖4-27所示,在t1～t2期間產(chǎn)生了失真,由于這種失真出現(xiàn)在輸出低頻信號的負(fù)半周,其底部被切割,故稱為負(fù)峰切割失真。

為了避免產(chǎn)生負(fù)峰切割失真,必須使輸入調(diào)幅波包絡(luò)的最小值Uim(1-ma)>URL,即得令檢波器的直流負(fù)載為RL,低頻交流負(fù)載為RΩ,則RΩ=RL∥Ri2,即(4-68)(4-69)克服措施:使Ri2較大,RΩ≈RL。

圖4-28

4.5混頻原理與分析

4.5.1混頻器的基本原理與作用在混頻前后,信號的頻譜內(nèi)部結(jié)構(gòu)(即各頻率分量的相對振幅和相互間隔)和調(diào)制類型(調(diào)幅、調(diào)頻還是調(diào)相)保持不變,改變的只是信號的載頻。通俗地說,混頻前后信號的中心頻率搬移,但包含的信息不變,具有這種作用的電路稱為混頻器。由于混頻器前后信號的頻率不同,因此顯然不能使用線性電路實(shí)現(xiàn)這個功能。一個典型的混頻器的組成如圖4-29所示。

由圖4-30可以看出,經(jīng)過變頻,輸出的中頻調(diào)幅波與輸入的高頻調(diào)幅波的包絡(luò)形狀完全相同;從頻譜上看,混頻前后的頻譜結(jié)構(gòu)完全相同,只是中心頻率的位置發(fā)生了改變。一般在接收機(jī)中的混頻器稱為下混頻器,而在發(fā)射機(jī)中的混頻器稱為上混頻器。

與幅度調(diào)制的原理類似,能夠?qū)崿F(xiàn)混頻的核心電路(以接收機(jī)為例)也是一個乘法器,如圖4-31所示。

與幅度調(diào)制的原理類似,能夠?qū)崿F(xiàn)混頻的核心電路也是一個乘法器。以接收機(jī)為例,系統(tǒng)基本結(jié)構(gòu)如圖4-31所示,信號在經(jīng)過混頻器之后的頻譜結(jié)構(gòu)如圖4-32所示。

us(t)和ui(t)經(jīng)過非線性器件的作用后,電流中含有多個組合頻率分量,用fK表

示,則(4-70)fK中含有差頻(fi-fs),經(jīng)過帶通過濾波器后,選出差頻信號,濾出其余頻率分量,可得到

4.5.2混頻器指標(biāo)介紹

1.工作頻率

混頻器是典型的多頻率工作器件,除了輸入信號的工作頻率外,還應(yīng)注意本振和中頻頻率的應(yīng)用范圍。

2.噪聲系數(shù)

從嚴(yán)格意義上講,混頻器是一個非線性器件,不適合用噪聲系數(shù)這個概念。但考慮到混頻器前后信號的線性頻譜搬移特性,我們也可以將噪聲系數(shù)的定義用在混頻器中。但混頻器中存在多個頻率,是多頻率多端口網(wǎng)絡(luò)。為適應(yīng)多頻率多端口網(wǎng)絡(luò)的噪聲分析,噪聲系數(shù)定義為F=Pno/Pso,與第5章的常規(guī)定義有所不同。Pno是當(dāng)輸入端口噪聲溫度在所有頻率上都是標(biāo)準(zhǔn)溫度(即T0=290K)時,傳輸?shù)捷敵龆丝诘目傇肼曎Y用功率。Pno主要包括信號源熱噪聲、內(nèi)部損耗電阻熱噪聲、混頻器件電流散彈噪聲及本振相位噪聲。Pso為僅有有用信號輸入時在輸出端產(chǎn)生的噪聲資用功率。

3.混頻增益(損耗)

混頻器的損耗定義為混頻器中頻輸出端信號功率與輸入端口的信號功率之比。損耗主要由電路失配損耗、二極管的固有的結(jié)損耗及非線性導(dǎo)致的損耗等引起;增益則一般是由三極管提供的。現(xiàn)代通信系統(tǒng)中很多混頻器能夠提供一個較高的混頻增益,可以減少后級中頻放大器的增益需求。

4.1dB壓縮點(diǎn)

在正常工作情況下,輸入信號都是遠(yuǎn)小于本振信號的,此時中頻輸出將隨輸入信號線性變化。當(dāng)輸入電平增加到一定程度時,中頻輸出隨輸入增加的速度會減慢,混頻器將出現(xiàn)飽和。中頻輸出偏離線性位置1dB時的輸入功率稱為混頻器的1dB壓縮點(diǎn)。對于結(jié)構(gòu)相同的混頻器,1dB壓縮點(diǎn)取決于本振的功率大小和晶體管電路的特性。

5.動態(tài)范圍

動態(tài)范圍是指混頻器正常工作時的信號輸入功率范圍。其下限因混頻器的應(yīng)用環(huán)境和噪聲系數(shù)不同而異,其上限則受輸入功率飽和所限,通常對應(yīng)混頻器的1dB壓縮點(diǎn),其定義與放大器的1dB壓縮點(diǎn)相同。

6.三階交調(diào)

如果有兩個頻率相近的高頻信號fs1、fs2和本振fLO一起輸入到混頻器,則由于混頻器的非線性作用,將產(chǎn)生交調(diào),其中三階交調(diào)可能出現(xiàn)在輸出中頻附近的地方,落入中頻通帶以內(nèi),造成干擾。通常用三階交調(diào)抑制比來描述,即有用信號功率與三階交調(diào)信號功率的比值,常表示為dBc。

7.隔離度

隔離度定義為輸入信號泄漏到其他端口的功率與輸入功率之比,常以dB為單位?；祛l器的隔離度是指各頻率端口間的相互隔離,包括本振與輸入信號、本振與中頻、輸入信號與中頻之間的隔離。

8.本振功率

混頻器的本振功率是指最佳工作狀態(tài)時所需的本振功率。原則上,本振功率增大,動態(tài)范圍擴(kuò)大,線性度改善不過也會增加本振電路的輸出負(fù)擔(dān),在電路設(shè)計(jì)時需要綜合考慮。

9.端口駐波比

端口駐波比直接影響混頻器在系統(tǒng)中的使用,它是一個隨功率、頻率變化的參數(shù),取決于端口之間的阻抗匹配狀態(tài)。

4.6混頻電路4.6.1概述

根據(jù)前面的分析,混頻電路的本質(zhì)就是一個頻譜搬移電路,其實(shí)現(xiàn)的手段就是利用乘法器。根據(jù)乘法器件的不同,可以分為有源混頻器和無源混頻器兩類。對于有源混頻器而言,最主要的非線性器件是雙極型或者M(jìn)OS型晶體管;而在無源混頻器中,主要元件是一個或多個二極管。它們都可以實(shí)現(xiàn)從高頻、VHF、UHF到微波頻率的混頻功能。在頻率較高的場合,無源混頻器更容易實(shí)現(xiàn)。

圖4-33和圖4-34分別給出了典型的有源和無源混頻器。當(dāng)然,本章前面的幅度調(diào)制電路,在某種情況下也可以作為混頻電路使用。

圖4-33給出的有源混頻器比較簡單,僅有一個MOS管,輸入信號從耦合變壓器進(jìn)入加載到MOS管的柵極上。由于MOS管的柵極輸入電阻比較大,因此需要在輸入端進(jìn)行匹配。耦合變壓器由一個中心抽頭的電感組成,可以起到阻抗轉(zhuǎn)換的作用。在MOS管漏極上,用一個電感和三個電容組成一個輸出阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)。

圖4-34所示的無源混頻器的核心是四個二極管。一般來說,這四個二極管是封裝在一起的?？梢约僭O(shè)這四個二極管都是理想的,此混頻器的性能很大程度上取決于這四個二極管性能的一致性。輸入信號和本振信號都通過變壓器耦合進(jìn)入到這四個二極管中,輸入信號和本振信號必須盡可能地保持差動輸入狀態(tài)。兩個變壓器在此起著巴倫的作用,將單端輸入信號轉(zhuǎn)換為差動輸入信號,同時也能夠進(jìn)行阻抗匹配。在RF變壓器的中心抽頭上是中頻輸出,T形輸出匹配網(wǎng)絡(luò)包括了一個電容和兩個電感。

在兩次變頻的便攜式通信系統(tǒng)中,在輸入信號和本振信號進(jìn)入混頻器之前往往需要使用帶通濾波器,雜散分量很大程度上可以被濾除。在這些地方常會使用螺旋濾波器。圖4-35和圖4-36分別給出了帶有用螺旋濾波器做帶通濾波器的有源和無源混頻器。這些濾波器往往是可調(diào)的。出于產(chǎn)品成本和體積的考慮,現(xiàn)在很多場合都采用了SAW濾波器,不過在Q值、插入損耗和帶寬參數(shù)上螺旋濾波器的性能更好一點(diǎn)。

表4-1給出了圖4-35所示的有源混頻器和圖4-36所示的無源混頻器的基本性能比較,在具體使用時可以根據(jù)實(shí)際需要選擇混頻器的類型。對于有源混頻器而言,必須有兩個帶有中心抽頭的變壓器;對于無源混頻器,二極管的一致性是決定其性能的重要因素。

4.6.2無源混頻器

1.最簡單的無源混頻器

如圖4-37所示,一個二極管和一個變壓器構(gòu)成了最簡單的混頻器。混頻器的基本工作原理是基于二極管的二階非線性特征,即(4-71)

(4-72)(4-73)

2.雙平衡四個二極管混頻器

圖4-38給出了一個典型的由四個二極管構(gòu)成的雙平衡混頻器,其中核心的部分是四個二極管。RF端口的變壓器將輸入RF信號耦合進(jìn)入二極管,本振端口的變壓器將本振信號耦合進(jìn)入二極管。由分析可知:(4-73(a))(4-73(b))(4-73(c))(4-73(d))

流經(jīng)負(fù)載的電流iL是由以上四個電流決定的,即

(4-75)經(jīng)過化簡,省略高階項(xiàng)后可以得到

分析可知,圖4-38所示的雙平衡混頻器的性能取決于:

(1)二極管的非線性特征;

(2)本振注入信號;

(3)射頻輸入信號;

(4)頻率。

4.6.3有源混頻器我們以一個單端單器件有源混頻器為例,如圖4-39所示,這是一個采用MOSFET的簡單有源混頻器電路圖。圖4-39中,高頻信號匹配輸入到MOSFET的柵極,本振信號通過變壓器注入到MOSFET的源極,輸出中頻信號通過一個π形阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)由MOSFET管漏極耦合輸出。

在這個電路的設(shè)計(jì)中,阻抗匹配是最重要的設(shè)計(jì)步驟,在實(shí)際中往往需要借助計(jì)算機(jī)工具進(jìn)行綜合分析。