配套課件-現(xiàn)代移動通信

1.1移動通信的發(fā)展歷程1.2移動通信基本概念1.3常用移動通信系統(tǒng)第1章緒論

1.1移動通信的發(fā)展歷程

我國手機用戶也將超過13億。圖1-1為我國移動電話用戶數(shù)的歷年統(tǒng)計。圖1-1我國歷年移動用戶數(shù)統(tǒng)計圖1-23G標(biāo)準(zhǔn)演進路線

1.2移動通信基本概念

1.2.1移動通信的定義及特點

(1)移動通信利用無線電波進行信息傳輸。

(2)移動通信是在復(fù)雜的干擾環(huán)境中運行的。

(3)隨著移動通信業(yè)務(wù)量的需求與日俱增，移動通信可以利用的頻譜資源非常有限。

(4)對移動臺的要求高。

(5)通信容量有限。

(6)通信系統(tǒng)復(fù)雜。1.2.2移動通信的分類

(1)按使用對象可分為民用網(wǎng)和軍用網(wǎng)。

(2)按使用環(huán)境可分為陸地通信、海上通信和空中通信。

(3)按多址方式可分為頻分多址(FDMA)、時分多址(TDMA)和碼分多址(CDMA)等。

(4)按覆蓋范圍可分為廣域網(wǎng)和局域網(wǎng)。

(5)按業(yè)務(wù)類型可分為電話網(wǎng)、數(shù)據(jù)網(wǎng)和綜合業(yè)務(wù)網(wǎng)(多媒體網(wǎng))。

(6)按工作方式可分為同頻單工、異頻單工、雙工和半雙工。

(7)按服務(wù)范圍可分為專用網(wǎng)和公用網(wǎng)。

(8)按信號形式可分為模擬網(wǎng)和數(shù)字網(wǎng)。1.2.3無線頻譜

1.頻譜資源的管理

頻譜是一種寶貴的通信資源，無論是國際上還是各個國家都有相應(yīng)的機構(gòu)負責(zé)分配和控制頻譜的使用。

2.頻譜的分配方式

各國對頻譜資源的分配策略不盡相同，概括起來有以下幾種方式。

1)指配方式

2)拍賣方式

3)評選方式

4)開放方式

5)重疊方式

3.移動通信系統(tǒng)所使用的頻段

我國主要移動通信系統(tǒng)頻譜分配如表1-3所示。1.2.4移動通信的工作方式

1.單工通信

單工通信是指通信雙方電臺交替地進行收信和發(fā)信。根據(jù)收、發(fā)頻率的異同，又可分為同頻單工和異頻單工。單工通信常用于點到點通信，如圖1-3所示。圖1-3單工通信

2.雙工通信

頻分雙工(FDD)是一種上行鏈路(移動臺到基站)和下行鏈路(基站到移動臺)采用不同的頻率(有一定頻率間隔要求)工作的方式。FDD模式工作在對稱的頻帶上，如圖1-4所示。圖1-4頻分雙工通信

3.半雙工通信

半雙工通信是介于單工通信和全雙工通信之間的一種通信方式，如圖1-5所示。圖1-5半雙工通信

1.3常用移動通信系統(tǒng)

隨著移動通信應(yīng)用范圍的擴大，移動通信系統(tǒng)的類型也越來越多。典型的移動通信系統(tǒng)包括：無繩電話系統(tǒng)、集群移動通信系統(tǒng)、無線電尋呼系統(tǒng)、衛(wèi)星移動通信系統(tǒng)、蜂窩移動通信系統(tǒng)。其中以蜂窩移動通信系統(tǒng)應(yīng)用最為廣泛。1.3.1無繩電話系統(tǒng)

無繩電話系統(tǒng)是指用無線信道代替普通電話線，使其在限定的業(yè)務(wù)區(qū)內(nèi)自由移動的電話系統(tǒng)。

1.第一代無繩電話系統(tǒng)

第一代無繩電話系統(tǒng)(CT-1)為模擬無繩電話系統(tǒng)，亦稱子母機系統(tǒng)。每個座機只允許連接一個手持機，覆蓋范圍僅限于家庭或辦公室的幾個房間，如圖1-6所示。圖1-6第一代無繩電話系統(tǒng)示意圖

2.第二代數(shù)字無繩電話系統(tǒng)

由于第一代模擬無繩電話系統(tǒng)CT-1技術(shù)的局限性，1989年，英國電信研究室制定了第二代數(shù)字無繩電話系統(tǒng)(CT-2)的空中接口標(biāo)準(zhǔn)。CT-2有三種應(yīng)用場合：第一種是用于家庭或辦公室；第二種是與用戶交換機(PrivateBranchExchange，PBX)結(jié)合使用；第三種是把原來限于室內(nèi)使用的無繩電話延伸到室外，在公共場所，如火車站、購物商場、繁華街道等人口密集區(qū)安裝基站，只要無繩電話機是某個基站提供商的用戶，就可在該基站服務(wù)區(qū)內(nèi)任意打電話，這種應(yīng)用方式稱為Telepoint。

3.第三代數(shù)字無繩電話系統(tǒng)

20世紀(jì)90年代出現(xiàn)了更為先進的無繩電話系統(tǒng)，典型的代表有：歐洲的數(shù)字增強無線通信(DigitalEnhancedCordlessTelecommunications，DECT)、日本的個人手持電話系統(tǒng)

(PersonalHandy-phoneSystem，PHS)和美國的個人接入通信系統(tǒng)(PersonalAccessCommunicationSystem，PACS)。這些系統(tǒng)具有容量大、覆蓋面寬、支持?jǐn)?shù)據(jù)通信業(yè)務(wù)等特點。圖1-7PHS系統(tǒng)示意圖1.3.2集群移動通信系統(tǒng)

集群系統(tǒng)是一種高級移動調(diào)度系統(tǒng)，是指揮調(diào)度最重要和最有效的通信方式之一，代表著專用移動通信網(wǎng)的發(fā)展方向。

集群系統(tǒng)一般由終端設(shè)備、基站、調(diào)度臺和控制中心等組成，如圖1-8所示。圖1-8集中式控制方式的單區(qū)系統(tǒng)1.3.3無線電尋呼系統(tǒng)

無線電尋呼系統(tǒng)是一種單向通信系統(tǒng)。一個簡單的尋呼系統(tǒng)由三部分構(gòu)成：尋呼控制中心、發(fā)射臺和尋呼接收機，如圖1-9所示。圖1-9無線尋呼系統(tǒng)網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)1.3.4衛(wèi)星移動通信系統(tǒng)

衛(wèi)星移動通信系統(tǒng)利用衛(wèi)星中繼，可在海上、空中和地形復(fù)雜而人口稀疏的地區(qū)實現(xiàn)移動通信，具有獨特的優(yōu)越性，很早就引起了人們的重視。衛(wèi)星移動通信系統(tǒng)按其衛(wèi)星高度可劃分為：地球同步軌道衛(wèi)星(GeostationaryEarthOrbit，GEO)系統(tǒng)、中軌道衛(wèi)星(MediumEarthOrbit，MEO)系統(tǒng)和低軌道衛(wèi)星(LowEarthOrbit，LEO)系統(tǒng)。1.3.5蜂窩移動通信系統(tǒng)

蜂窩移動通信系統(tǒng)的通信網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)呈蜂窩狀，即采用蜂窩結(jié)構(gòu)實現(xiàn)網(wǎng)絡(luò)覆蓋的移動通信系統(tǒng)。在蜂窩系統(tǒng)中，整個覆蓋區(qū)被劃分為許多小區(qū)，小區(qū)定義為一個基站的有效覆蓋面積，其理論形狀為正六邊形。移動通信網(wǎng)利用蜂窩小區(qū)結(jié)構(gòu)實現(xiàn)了頻率的空間復(fù)用，從而大大提高了系統(tǒng)的容量。蜂窩的概念也真正解決了公用移動通信系統(tǒng)要求容量大與有限的無線頻率資源之間的矛盾。圖1-10蜂窩移動通信系統(tǒng)架構(gòu)比較2.1移動信道基本特性2.2大尺度衰落模型2.3小尺度衰落模型2.4噪聲和干擾第2章移動通信信道

2.1移動信道基本特性

2.1.1移動信道的主要特點

1.傳播的開放性

2.接收環(huán)境的復(fù)雜性

3.通信用戶的隨機移動性2.1.2電波傳播方式

在移動信道中，雖然電磁波傳播的形式很復(fù)雜，但一般可歸納為直射波、反射波、繞射波和散射波四種基本傳播方式，如圖2-1所示。圖2-1移動信道電波傳播類型示意圖

1.直射波

在圖2-2所示的自由空間中，設(shè)在原點O有一輻射源，均勻地向各方向輻射，輻射功率為PT，經(jīng)輻射后，能量均勻地分布在以O(shè)點為球心，d為半徑的球面上。已知球面的表面積為4πd2，則單位面積上的電波功率密度S為

(2.1)圖2-2自由空間傳播損耗若采用發(fā)射天線增益為GT的方向性天線取代各向同性天線，則式(2.1)可進一步表示為

(2.2)接收天線獲取的電波功率等于該點的電波功率密度乘以接收天線的有效面積，即

(2.3)

式中，AR為接收天線有效面積，可表示為

(2.4)

其中，λ2/4π為各向同性天線的有效面積，GR為接收天線增益。由式(2.2)至式(2.4)可得接收功率

(2.5)

當(dāng)收、發(fā)天線增益為0dB，即當(dāng)GR=GT=1時，則接收功率為

(2.6)定義發(fā)射功率與接收功率之比為傳播損耗，在自由空間傳播損耗可表示為

(2.7)

工程上，損耗常用分貝表示，則有

(2.8)

2.反射波

當(dāng)電磁波傳播中遇到兩種不同介質(zhì)的光滑界面時，如果界面尺寸比電磁波波長大得多，就會產(chǎn)生反射。反射可發(fā)生于地球表面、建筑物和墻壁表面等。通常，在考慮地面對電磁波的

反射時，按平面波處理，即電磁波在反射點的反射角等于入射角，均為θ，如圖2-3所示。圖2-3反射波與直射波不同界面的反射特性用反射系數(shù)R表征，其定義為反射波場強與入射波場強之比，即

(2.9)

3.繞射波

設(shè)障礙物與發(fā)射點、接收點的相對位置如圖2-4所示，圖中，x表示障礙物頂點P至直線TR間的垂直距離，在傳播理論中，x稱為菲涅爾余隙。規(guī)定有阻擋時為負余隙，如圖2-4(a)所示，無阻擋時為正余隙，如圖2-4(b)所示；由障礙物引起的繞

射損耗與菲涅爾余隙的關(guān)系如圖2-4(c)所示。圖2-4障礙物與余隙繞射及損耗菲涅爾余隙的關(guān)系圖中，縱坐標(biāo)為繞射引起的附加損耗，即相對于自由空間傳播的分貝數(shù)。橫坐標(biāo)x/x1中的x1是菲涅爾區(qū)在P點橫截面積的半徑，它由下列關(guān)系式求得

(2.10)

4.散射波

當(dāng)電磁波穿行的介質(zhì)中存在小于波長的物體并且單位體積內(nèi)阻擋體的數(shù)目非常巨大時，發(fā)生散射，散射波產(chǎn)生于粗糙表面、小物體或其他不規(guī)則物體。在實際移動通信環(huán)境中，接

收信號比單獨繞射和反射的信號強。這是因為當(dāng)電波遇到粗糙表面時，反射能量會散布于所有方向，這就給接收機提供了額外的能量。電線桿和樹木是典型的散射體。2.1.3移動信道中的幾種效應(yīng)

1.陰影效應(yīng)

當(dāng)電波在傳播路徑上遇到起伏地形、建筑物等障礙物的阻擋時，會在障礙物的后面產(chǎn)生傳播半盲區(qū)，這種現(xiàn)象稱為陰影效應(yīng)。移動臺在運動中通過不同障礙物陰影時，就構(gòu)成接收天線處場強中值的變化，從而引起陰影衰落。

2.遠近效應(yīng)

由于接收用戶的隨機移動性，移動用戶與基站之間的距離也是在隨機變化的，若各移動用戶發(fā)射信號功率一樣，那么到達基站時信號的強弱將不同，離基站近者信號強，離基站遠

者信號弱。

3.多普勒效應(yīng)

由于用戶處于高速移動中，從而引起傳播頻率的擴散，由此引起的附加頻移稱為多普勒頻移(多普勒擴散)。這一現(xiàn)象只產(chǎn)生在移動速率大于等于70km/h時，而對于慢速移動的步行和準(zhǔn)靜態(tài)的室內(nèi)通信則不予考慮。當(dāng)移動臺以恒定速率v在長度為d、端點為X和Y的路徑上運動時，接收自遠方S點發(fā)出的信號，如圖2-5所示。無線電波從源點S出發(fā)，在X點和Y點分別被移動臺接收時所走的路程差為

(2.11)圖2-5多普勒頻移示意圖式中，Δt是移動臺從X運動到Y(jié)所需時間，θi是入射電波與移動臺運動方向的夾角。由于接收點距離源端點S很遠，可假設(shè)在X點和Y點處的θi是相同的，所以，由路程差造成的接收信號相位變化值為

(2.12)由此可得出頻率變化值，即多普勒頻移fd為

(2.13)

4.多徑效應(yīng)

由于用戶所處位置的復(fù)雜性，到達接收端的信號包含多條路徑，各路徑的長度和傳播條件都不同，因此接收到的信號具有不同的時延、載波相位和幅度，這種現(xiàn)象稱為多徑效應(yīng)。圖2-6接收信號受多徑效應(yīng)影響示意圖2.1.4多徑信道特性

1.多徑信道的沖激響應(yīng)

沖激響應(yīng)是信道的一個重要特性，可用于預(yù)測和比較不同移動通信系統(tǒng)的性能，以及某一特定移動信道條件下的傳輸帶寬。在多徑傳播環(huán)境下，時變信道的沖激響應(yīng)可采用抽頭延

遲線模型表示，即

(2.14)

2.多徑衰落的統(tǒng)計特性

無線移動信道中的障礙物導(dǎo)致信號的多徑傳播，使得接收信號的包絡(luò)呈現(xiàn)隨機特性，大量研究表明，包絡(luò)一般服從瑞利(Rayleigh)分布或萊斯(Rician)分布。在移動信道中，瑞利分布常用于描述平坦衰落信號或獨立多徑分量中包絡(luò)的時變統(tǒng)計特性，萊斯分布則是在瑞利分布的基礎(chǔ)上，用于描述當(dāng)存在一條較強直射路徑情況下的包絡(luò)統(tǒng)計特性。設(shè)u(t)是帶寬為Bu的基帶信號，則相應(yīng)的載波頻率為fc的帶通信號可表示為

(2.15)

其中，符號Re［·］表示取實部，發(fā)送信號s(t)通過多徑信道h(τ，t)并忽略噪聲后，接收信號可表示為

(2.16)對于窄帶系統(tǒng)，時延擴展Δτ=τN－τ0(τ0和τN分別為最小時延和最大時延)往往遠小于信號帶寬Bu的倒數(shù)值，即

這些來自同一簇的路徑，在接收機處不可分離，合

成為一條單獨路徑，即u(t－τi)≈u(t)。這樣式(2.16)可改寫為

(2.17)為了更好地描述多徑造成的這個隨機復(fù)系數(shù)的特性，我們假設(shè)u(t)=1，則接收信號進一步可表示為

(2.18)式中，rI(t)和rQ(t)分別表示同相分量和正交分量，其表達式分別為

(2.19)

(2.20)當(dāng)N(t)很大時，由中心極限定理可知，式(2.19)和式(2.20)中的rI(t)和rQ(t)近似于聯(lián)合高斯隨機過程。對于均勻分布的jn(t)，rI和rQ是獨立同分布的零均值高斯隨機變量，假定同相分量和正交分量的方差均為σ2，則接收信號包絡(luò)為

(2.21)

它服從瑞利(Rayleigh)分布，其概率密度函數(shù)(PDF)為

(2.22)當(dāng)信道中存在一個固定的直射分量時(LOS情況)，不失一般性，設(shè)式(2.14)中n=0為直射分量，此時，rL(t)和rQ(t)的均值不再為零，接收信號是復(fù)高斯分量和直射分量的疊加，其包絡(luò)服從萊斯(Rician)分布，其概率密度函數(shù)(PDF)為

(2.23)式中，ρ2=α20是直射分量的功率，

是其他非直射分量的平均功率。J0(·)是0階第一類修正貝塞爾函數(shù)。萊斯衰落的平均接收功率為

(2.24)

定義萊斯因子

(2.25)圖2-7畫出了瑞利分布和萊斯分布，圖中表明，當(dāng)萊斯因

子K=－40時，萊斯分布接近于瑞利分布，當(dāng)K=15時，萊斯分布接近于高斯分布。圖2-7瑞利和萊斯分布瑞利分布和萊斯分布都能用數(shù)學(xué)方法從所假設(shè)的物理信道模型導(dǎo)出，但有些實驗數(shù)據(jù)與這兩個分布不太吻合。因此，人們提出了一個能吻合許多不同實驗數(shù)據(jù)的更為通用的衰落分

布，即Nakagami衰落分布

(2.26)

3.多徑信道的參數(shù)

對于時不變信道，h(τ，t)中的t為常量，h(τ，t)=h(τ)，式(2.14)可簡化為

(2.27)功率時延譜P(τ)可表示為

(2.28)

式中，橫杠代表|h(τ)|2在一個區(qū)域內(nèi)的平均值，而增益k和發(fā)送及接收信號的功率有關(guān)。

平均附加時延定義為

(2.29)式中，an和τn分別表示第n條路徑的幅度和時延。每條路徑的時延τn都被視為隨機變量，τn經(jīng)過不同權(quán)重a2n后得到的平均便是τ。而均方根時延擴展則定義為

(2.30)

式中

(2.31)

2.2大尺度衰落模型

2.2.1路徑損耗

大多數(shù)移動通信系統(tǒng)運行在復(fù)雜的傳播環(huán)境中，路徑損耗除了受頻率、距離等確定因素的影響，還會受到地形、地貌、建筑物分布及街道分布等不確定因素的影響。對于實際的路徑損耗的估算常采用電波傳播損耗預(yù)測模型或?qū)?shù)距離路徑損耗模型。

1.電波傳播損耗預(yù)測模型

1)哈塔模型

城市地區(qū)哈塔模型經(jīng)驗路徑損耗的標(biāo)準(zhǔn)公式為

(2.32)

α(hm)為移動臺天線高度校正因子(dB)。對于中小城市，該因子由下式給出

(2.33)

對于大城市，當(dāng)發(fā)送信號的載波頻率小于300MHz時，α(hm)可表示為

(2.34)

當(dāng)發(fā)送信號的載波頻率大于300MHz時，α(hm)可表示為

(2.35)城市哈塔模型經(jīng)校正后也可用于郊區(qū)和鄉(xiāng)村，其公式分別為

(2.36)

(2.37)

2)哈塔模型擴展

歐洲科學(xué)技術(shù)研究協(xié)會(EURO-COST)組成COST-231工作組開發(fā)Hata模型的擴展版本，提出將Hata模型擴展至2GHz頻段，所以該模型稱為Hata模型擴展，其傳播損耗公式為

(2.38)式中，載波頻率fc的適用范圍為1500~2000MHz，參數(shù)

hb、hm、的含義及適用范圍與哈特模型相同，a(hm)的定

(2.39)

3)Walfish-Ikegami模型

宏蜂窩模型的基礎(chǔ)是：基站到移動臺間的傳播損耗由移動臺周圍的環(huán)境決定。但在1km之內(nèi)，基站周圍的建筑物和街道走向嚴(yán)重地影響了基站到移動臺間的傳播損耗。因而前面提到的宏蜂窩模型不適合1km內(nèi)的預(yù)測。

(1)視距(LOS)傳播損耗公式：

(2.40)

(2)非視距(NLOS)傳播損耗公式：

(2.41)

屋頂至街道的繞射及散射損耗Lrts(基于Ikegami模型)定義為

(2.42)其中，w為街道寬度(m)，Δhm=hroof－h(huán)m為建筑物屋頂

高度hroof與移動臺天線高度hm之差(m)，Lori是考慮到街道方向的實驗修正值，通過下式計算

(2.43)

式中，j是入射電波與街道走向之間的夾角。相關(guān)環(huán)境參數(shù)和街道參數(shù)具體如圖2-8所示。圖2-8Walfish-Ikegami模型相關(guān)參數(shù)幾何關(guān)系示意圖多重屏障的繞射損耗Lmsd(基于Walfish模型)定義為

(2.44)其中，b為沿傳播路徑建筑物之間的距離(m)，Lbsh和Ka表示由于基站天線高度降低而增加的路徑損耗，Kd和Kf為Lmsd與

距離d(km)及載波頻率fc(MHz)相關(guān)的修正因子，與傳播環(huán)境有關(guān)，Lbsh、Ka、Kd、Kf可分別通過下式求得

(2.45)

(2.46)

(2.47)

(2.48)在同一條件下，f=1800MHz的傳輸損耗可用900MHz的損耗值求得，即

(2.49)

2.簡化路徑損耗模型

如果只是對不同的系統(tǒng)設(shè)計進行一般的優(yōu)劣分析，可采用相對簡單的路徑損耗模型。其表達式為

(2.50)2.2.2陰影衰落

設(shè)隨機變量X=PT/PR為發(fā)射和接收功率的比值，XdB=

10lgX為X的分貝表示，陰影衰落近似服從于對數(shù)正態(tài)分布，即XdB概率密度函數(shù)為

(2.51)同時考慮路徑損耗和陰影衰落的混合損耗模型可表示為

(2.52)此混合模型用路徑損耗模型來描述平均分貝路徑損耗μXdB，再增加一個均值為0dB的陰影衰落來體現(xiàn)圍繞路徑損耗的隨機變化，如圖2-9中“陰影及路徑損耗”曲線所示。圖2-9在路徑損耗、陰影效應(yīng)和多徑傳播與距離的關(guān)系

2.3小尺度衰落模型

2.3.1影響小尺度衰落的因素

(1)多徑效應(yīng)。

(2)多普勒效應(yīng)。

(3)信號的傳輸帶寬。2.3.2移動多徑信道參數(shù)

1.時延擴展和相干帶寬

時延擴展和相干帶寬是用來描述無線信道的時間色散特性，而信道的時間色散是由多徑效應(yīng)所引起的。

相干帶寬Bc可以由均方根時延擴展τRMS來定義。如果相干帶寬定義為頻率相關(guān)函數(shù)大于0.9的某特定帶寬，則相干帶寬約為

(2.53)

如果將定義放寬至相關(guān)函數(shù)值大于0.5，則相干帶寬約為

(2.54)

2.多普勒擴展和相干時間

多普勒擴展和相干時間是用來描述無線信道的時變特性，而信道的時變特性是由多普勒效應(yīng)所引起的。圖2-10信號功率譜密度受多普勒效應(yīng)的影響而呈現(xiàn)U字形相干時間Tc可以由最大多普勒頻移fm來定義，被普遍采用的公式是

(2.55)2.3.3小尺度衰落類型

1.多徑時延擴展引起的衰落效應(yīng)

多徑特性引起的時間色散，導(dǎo)致了發(fā)送信號產(chǎn)生平坦衰落或頻率選擇性衰落，如圖2-11所示。圖2-11平坦衰落和頻率選擇性衰落的關(guān)系圖2-12平坦衰落信道對信號的影響圖2-13頻率選擇性衰落信道對信號的影響

2.多普勒擴展引起的衰落效應(yīng)

多普勒擴展引起頻率色散，導(dǎo)致發(fā)送信號產(chǎn)生慢衰落或快衰落，如圖2-14所示。圖2-14慢衰落和快衰落的關(guān)系

2.4噪聲和干擾

2.4.1無線信道噪聲

1.無線信道噪聲分類

1)人為噪聲

2)自然噪聲

3)內(nèi)部噪聲

(1)無源約翰遜噪聲。

(2)有源霰彈噪聲。

2.移動通信中的噪聲

移動通信主要工作在VHF/UHF頻段，影響移動通信性能的噪聲主要內(nèi)部噪聲，這類噪聲在理論上的理想化模型是加性高斯白噪聲(AWGN)。這里的加性是指噪聲與信號之間的關(guān)

系是遵從迭加原理的線性關(guān)系，高斯則是指噪聲分布遵從正態(tài)(高斯)分布，而白則是指其功率譜密度函數(shù)在整個頻域內(nèi)是常數(shù)。僅含有這類噪聲的信道稱為AWGN信道。這類噪聲是最基本的噪聲，并非移動信道所特有。2.4.2移動通信中的干擾

1.同頻干擾

同頻干擾指相同載頻電臺之間的干擾。若頻率管理或系統(tǒng)設(shè)計不當(dāng)，就會造成同頻干擾。在移動通信系統(tǒng)中，為了提高頻率利用率，在相隔一定距離以外，可以使用相同的頻率，這稱為同頻復(fù)用。采用同頻復(fù)用時，同頻復(fù)用距離設(shè)置不當(dāng)，會造成同頻干擾。

2.鄰頻干擾

(1)降低發(fā)射機落入相鄰頻道的干擾功率，即減小發(fā)射機帶外輻射。

(2)提高接收機的鄰頻道選擇性。

(3)在網(wǎng)絡(luò)設(shè)計中，避免相鄰頻道在同一小區(qū)或相鄰小區(qū)內(nèi)使用，以增加同頻道防護比。

3.互調(diào)干擾

互調(diào)干擾由傳輸信道中的非線性電路產(chǎn)生。它指兩個或多個信號作用在通信設(shè)備的非線性器件上，產(chǎn)生同有用信號頻率相近的組合頻率，從而對通信系統(tǒng)構(gòu)成干擾的現(xiàn)象。在移動通信系統(tǒng)中，產(chǎn)生的互調(diào)干擾主要有三種：發(fā)射機互調(diào)、接收機互調(diào)及外部效應(yīng)引起的互調(diào)。

4.多址干擾

多址干擾是由于多個用戶信號之間的正交性不好所引起的，對于FDMA系統(tǒng)，不同用戶使用不同的頻段，只要濾波器隔離度做的好，就能很好的保證正交，對于TDMA系統(tǒng)，不同用戶使用不同的時隙，只要時間選通隔離度做的好，也能很好的保證正交，而CDMA系統(tǒng)，小區(qū)內(nèi)的用戶使用相同的頻段，相同的時隙，不同用戶的隔離靠擴頻碼來區(qū)分，而這種碼往往很難完全正交，所以多址干擾在CDMA系統(tǒng)中表現(xiàn)的尤為突出。

5.多徑干擾

多徑干擾主要是由于電波傳播的開放性和地理環(huán)境的復(fù)雜性而引起的多條傳播路徑之間的相互干擾。對于窄帶系統(tǒng)，多徑干擾引起信號包絡(luò)快速變化，產(chǎn)生瑞利型衰落；對于寬帶系統(tǒng)，多徑干擾表現(xiàn)為碼間干擾(ISI)。3.1語音編碼3.2信道編碼第3章編碼技術(shù)

3.1語音編碼

語音編碼是一種信源編碼，其目的是解除語音信源的統(tǒng)計相關(guān)性，去掉信源冗余信息，提高通信系統(tǒng)的有效性。通常，數(shù)字化語音信號的數(shù)據(jù)量非常大，因此在傳輸和存儲前，往

往需要進行壓縮處理，以減少其傳輸速率或存儲量，即進行壓縮編碼。語音壓縮編碼研究的基本問題是在給定編碼速率的條件下，如何得到盡可能好的語音質(zhì)量，同時盡量減少編解碼時延和算法復(fù)雜度。3.1.1語音編碼的分類

1.波形編碼

波形編碼是以精確再現(xiàn)語音波形為目的，并以保真度即自然度為度量標(biāo)準(zhǔn)的編碼方法。這類編碼是保留語音個性特征為主要目標(biāo)的方法。常用的波形編碼有：脈沖編碼調(diào)制(PCM)、

差分脈沖編碼調(diào)制(DPCM)、自適應(yīng)差分脈沖編碼調(diào)制(ADPCM)等。其碼速較高，語音質(zhì)量較好，適用于骨干(固定)通信網(wǎng)。

2.參量編碼

參量編碼是利用人類的發(fā)聲機制，僅傳送反映語音波形變化主要參量的編碼方法。在接收端，可根據(jù)發(fā)聲模型，由傳送過來的變化參量激勵產(chǎn)生人工合成的語音，因此，參量編碼器又稱為聲碼器。圖3-1線性預(yù)測編碼(LPC)

3.混合編碼

混合編碼是吸取上述兩類編碼的優(yōu)點，以參量編碼為基礎(chǔ)，并附加一定的波形編碼特征，以實現(xiàn)在可懂度基礎(chǔ)上適當(dāng)改善自然度為目的的編碼方式，也稱軟聲碼器。常用的混合編

碼包括：MPLPC(多脈沖激勵線性預(yù)測編碼)、規(guī)則脈沖激勵長期預(yù)測編碼(RPE-LTP)、碼激勵線性預(yù)測編碼(CELPC)等。其碼速介于上述兩類編碼之間，主要應(yīng)用于移動通信。3.1.2混合編碼的性能參數(shù)

1.數(shù)據(jù)比特率(b/s)

數(shù)據(jù)比特率是度量語音信源壓縮率和通信系統(tǒng)有效性的主要指標(biāo)。數(shù)據(jù)比特速率越低，壓縮倍數(shù)就越大，可通信的話路數(shù)也就越大，移動通信系統(tǒng)也就越有效。但數(shù)據(jù)比特率低，

語音質(zhì)量也就隨之相應(yīng)降低。

2.語音質(zhì)量

1)客觀評定方法

2)主觀評定方法

3.復(fù)雜度與處理時延

由于語音編碼通?？梢圆捎脭?shù)字信號處理DSP來實現(xiàn)，其硬件復(fù)雜度取決于DSP的處理能力，而軟件復(fù)雜度則主要體現(xiàn)在算法復(fù)雜度，是指完成語音編、譯碼所需要的加法、乘法的運算次數(shù)，一般采用MIPS即每秒完成的百萬條指令數(shù)來表示。3.1.3移動通信中的語音編碼

1.GSM系統(tǒng)的語音編碼

GSM系統(tǒng)采用規(guī)則脈沖激勵長期預(yù)測(RPE-LTP)語音編碼方案，該方案是RPE-LPC的改進型。每語音信道的凈編碼速率為13kb/s，語音質(zhì)量MOS可達4.0。

GSM對語音信號的處理從總體上主要包括：

(1)發(fā)送端首先要進行語音檢測，將每個時段分為有聲段和無聲段，并分別進行處理。

(2)對于有聲段要進行語音編碼，以產(chǎn)生語音幀信號。

(3)對于無聲段要進行背景噪聲估計，產(chǎn)生靜寂描述幀(SilenceDescriptor，SID)。

(4)發(fā)射機采用不連續(xù)發(fā)射方式，僅在有聲段內(nèi)才發(fā)送語音幀，而SID則是在語音幀結(jié)束后才發(fā)送，接收端根據(jù)收到的SID幀中的信息在無聲期插入舒適噪聲。

GSM語音編碼器輸入信號速率為8000樣本/秒取樣序列，編碼處理是按幀進行的，每幀20ms，含有160個語音樣本，編碼后為260比特的編碼塊。RPE-LTP編碼器主要包括以下5個部分：預(yù)處理、線性預(yù)測分析、短時分析濾波、長時預(yù)測和規(guī)則脈沖激勵編碼，其編碼器原理如圖3-2所示。圖3-2RPE-LTP編碼器原理圖

2.IS-95CDMA系統(tǒng)的語音編碼

IS-95CDMA系統(tǒng)采用高通公司提出的碼激勵線性預(yù)測(QualcommCELP，QCELP)語音編碼方案，該方案是可變速率的混合編碼器，是基于線性預(yù)測編碼的改進型。即碼激勵的矢量碼表代替簡單的濁音的準(zhǔn)周期脈沖產(chǎn)生器。圖3-3QCELP編碼器原理圖

3.cdma2000系統(tǒng)中的語音編碼

cdma2000系統(tǒng)采用增強型可變速率語音編碼器(EVRC)，該方案采用基音內(nèi)插方法減少基音參數(shù)傳送速率，使其在每個語音幀僅傳兩次，而將節(jié)省下的信息位(比特數(shù))用于提高激

勵信號質(zhì)量。EVRC編碼器是基于碼激勵線性預(yù)測，與傳統(tǒng)CELP算法的主要區(qū)別是：它能基于語音能量、背景噪聲和其他語音特性動態(tài)調(diào)整編碼速率。

4.WCDMA及TD-SCDMA系統(tǒng)的語音編碼

WCDMA和TD-SCDMA系統(tǒng)均采用自適應(yīng)多速率編碼(AMR)方案。該方案以自適應(yīng)碼激勵線性預(yù)測(ACELP)編碼技術(shù)為基礎(chǔ)，其基本思路是聯(lián)合自適應(yīng)調(diào)整信源和信道編碼模式來適應(yīng)當(dāng)前信道條件與業(yè)務(wù)量大小。

3.2信道編碼

3.2.1信道編碼的基本概念

1.信道編碼的定義

信道編碼的目的是為了克服信道中的噪聲和干擾，提高通信系統(tǒng)的可靠性。其基本原理是：在發(fā)送端給被傳輸?shù)男畔⒋a元中(人為)加入一些必要的監(jiān)督碼元，這些監(jiān)督碼元與信息碼

元之間以某種確定的規(guī)則相互關(guān)聯(lián)(約束)，這個過程被稱為信道編碼。

2.信道編碼的分類

可以從不同的角度對信道編碼進行分類，這里從其功能和結(jié)構(gòu)規(guī)律加以分類。從功能上可以分為三類：僅具有發(fā)現(xiàn)差錯功能的檢錯碼，如奇偶校驗、循環(huán)冗余校驗(CRC)、自動

請求重傳(ARQ)等；具有自動糾正差錯功能的糾錯碼，如循環(huán)碼中BCH碼、RS碼、卷積碼、級聯(lián)碼、Turbo碼等；既能檢錯又能糾錯的信道編碼，最典型的是混合ARQ。從結(jié)構(gòu)和規(guī)律上可分線性碼和非線性碼兩大類，若監(jiān)督關(guān)系方程是線性方程的信道編碼稱為線性碼，否則稱為非線性碼。3.2.2CRC檢錯碼

循環(huán)碼不僅具有較強的檢錯能力，而且實現(xiàn)也相對簡單，特別適合于檢錯。循環(huán)冗余校驗碼(CyclicRedundancyCheck，CRC)是常用的檢錯碼。

CRC算法如下：

將輸入比特序列表示為下列多項式的系數(shù)

(3.1)

式中，x可以看作一個時延因子，xi對應(yīng)比特Si所處的位置。設(shè)CRC校驗比特的生成多項式(即用于產(chǎn)生CRC比特的多項式)為

(3.2)

則校驗比特對應(yīng)下列多項式的系數(shù)

(3.3)生成多項式的選擇不是任意的，它必須使得生成的校驗

序列有很強的檢錯能力。已成為國際標(biāo)準(zhǔn)的常用CRC碼有以

下4種。

CRC-12：

(3.4)

CRC-16：

(3.5)

CRC-CCITT：

(3.6)

CRC-32：

(3.7)

其中，CRC-12用于字符長度為6bit的情況，其余均用于8bit

字符。3.2.3卷積碼

卷積編碼器的一般結(jié)構(gòu)如圖3-4所示，它包括：一個由N段組成的輸入移位寄存器，每段有k級，共Nk位寄存器；一組n個模2加器；一個由n級組成的輸出移位寄存器。對應(yīng)于每段k個比特的輸入序列，輸出n個比特。圖3-4卷積編碼器的通用結(jié)構(gòu)圖圖3-5(2，1，2)卷積碼編碼器

1.離散卷積法

若輸入數(shù)據(jù)序列為

(3.8)

則經(jīng)編碼后輸出的兩路碼組分別可表示為

(3.9)

(3.10)卷積碼的離散卷積表達式為

(3.11)其中，g1與g2為兩路輸出中編碼器的脈沖沖擊響應(yīng)，即當(dāng)輸入為U=(1000…)的單位脈沖時，圖3-5中上下兩個模2加觀察到的輸出值。這時有

(3.12)若輸入數(shù)據(jù)序列為

U=(10111)

(3.13)

則有

(3.14)

(3.15)

2.生成矩陣法

在解析方法中，除了離散卷積法，卷積編碼也可以采用類似線性分組碼和循環(huán)碼分析中常用的兩類方法：生成矩陣法和碼多項式法。

仍以上述(2，1，2)卷積碼為例，由生成矩陣表達式形式有

(3.16)即

(3.17)

3.碼多項式法

為了簡化，仍以上述(2，1，2)卷積碼為例。輸入數(shù)據(jù)序列及其對應(yīng)的多項式為

(3.18)輸出的碼組多項式為

(3.19)

(3.20)對應(yīng)的碼組為

(3.21)

4.狀態(tài)圖

由于編碼器的輸出是由輸入信號和編碼器的當(dāng)前狀態(tài)所決定的，因此可以用狀態(tài)圖來表示編碼過程。狀態(tài)圖中標(biāo)有編碼器的所有可能狀態(tài)，以及狀態(tài)間可能存在的轉(zhuǎn)換路徑。

若輸入的數(shù)據(jù)序列為：U=(U0，U1，…，Ui，…)=

(10111000…)，則卷積碼狀態(tài)圖如圖3-6所示。圖3-6(2，1，2)卷積碼狀態(tài)圖

5.樹圖

樹圖是以樹形的分支結(jié)構(gòu)標(biāo)示出編碼器所有可能經(jīng)歷的狀態(tài)。樹的分支表示編碼器的各種狀態(tài)和輸出值。仍以(2，1，2)卷積碼為例給出它的樹型展開圖，如圖3-7所示。圖3-7(2，1，2)卷積碼樹圖

6.格圖

格圖是圖解法中最有價值的表示形式，它特別適合于卷積碼的維特比譯碼實現(xiàn)。格圖是由狀態(tài)圖和樹圖演變而來，它既保留了狀態(tài)圖簡潔的狀態(tài)關(guān)系，又保留了樹圖時序展開的直觀特性。圖3-8(2，1，2)卷積碼格圖表示

7.維特比(Viterbi)譯碼

卷積譯碼的技術(shù)有許多種，而常用的是Viterbi算法、序貫譯碼，其中序貫譯碼方法有Fano算法、堆棧算法等。圖3-9L=5，(2，1，2)卷積碼漢明距離圖圖3-10L=5，(2，1，2)卷積碼Viterbi譯碼圖3.2.4Turbo碼

Turbo碼是由兩位法國教授C.Berrou、A.Glavieux和他們的緬甸籍博士生P.Thitimajshlwa在1993年ICC國際會議上共同提出的。Turbo是英文中前綴，意指帶有渦輪驅(qū)動，即反復(fù)迭代的含義。圖3-11Turbo碼編碼器原理圖圖3-12Turbo碼譯碼器原理圖3.2.5移動通信中的信道編碼

1.GSM系統(tǒng)中的信道編碼

1)語音信道編碼

GSM系統(tǒng)語音編碼后的數(shù)據(jù)速率為13kb/s，即20ms的語音幀中包含260bits。圖3-13GSM業(yè)務(wù)信道編碼

2)控制信道編碼

GSM控制信道消息被確定為184比特長度，用截短二進制循環(huán)Fire碼進行編碼，然后通過半速率卷積編碼器。

Fire碼的生成多項式為

(3.22)圖3-14GSM控制信道編碼

3)數(shù)據(jù)信道編碼

GSM數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)信道要求有比實際發(fā)送速率更高的凈速率(“凈速率”是指加入編碼比特前的比特率)，例如9.6kb/s的業(yè)務(wù)將需要12kb/s的傳輸速率，因為同時還要傳送一些狀態(tài)信號(比如RS-232DTR)。對于TCH/F9.6，每5ms間隔處理60比特用戶數(shù)據(jù)。圖3-15GSM數(shù)據(jù)信道編碼

2.IS-95CDMA系統(tǒng)中的信道編碼

IS-95CDMA系統(tǒng)中，同樣包含若干個邏輯信道，不同的邏輯信道在編碼方案上也有所不同，這里僅以業(yè)務(wù)信道為例，說明其信道編碼的實現(xiàn)過程。IS-95系統(tǒng)中的業(yè)務(wù)信道包括前向業(yè)務(wù)信道和反向業(yè)務(wù)信道，兩類信道均采用CRC檢錯碼和卷積碼，所不同的是卷積碼的碼速率不同，如圖3-16(a)和3-16(b)所示。圖3-16IS-95CDMA系統(tǒng)中信道編碼過程從聲碼器得到的信息為每幀20ms。聲碼器的全速(9.6kb/s)輸出速率為8.6kb/s，每20ms編碼為172bit。幀質(zhì)量指示實質(zhì)上是進行CRC校驗，采用12比特CRC，其生成多項式為

g(x)＝1+x+x4+x8+x9+x10+x11+x12(3.23)

聲碼器的半速(4.8kb/s)輸出速率為4.0kb/s，幀質(zhì)量指示采用8比特CRC，其生成多項式為

g(x)=1+x+x3+x4+x7+x8(3.24)而對于四分之一速率(2.4kb/s)和八分之一速率(1.2kb/s)幀沒有幀質(zhì)量指示的比特字段，這是因為這些幀相對抗誤碼性能較強，且發(fā)送的大多數(shù)信息是背景噪聲。

因此，經(jīng)過幀質(zhì)量指示器后，四種速率分別為：9.2kb/s、4.4kb/s、2.0kb/s和0.8kb/s。四種速率的幀后再分別加上8bit為尾比特后進行卷積編碼，尾比特的作用是對卷積編碼器進

行清零。加上尾比特后的速率分別為：9.6kb/s、4.8kb/s、

2.4kb/s和1.2kb/s。進行卷積編碼時，前向業(yè)務(wù)信道采用

(2，1，8)卷積編碼，即：約束長度N＝m+1＝8+1=9，碼率R=1/2。其結(jié)構(gòu)如圖3-17所示。圖3-17N=9，R=1/2的卷積編碼器結(jié)構(gòu)該卷積編碼器的生成多項式分別為

(3.25)反向業(yè)務(wù)信道采用比前向業(yè)務(wù)信道糾錯能力更強的同一類型(3，1，8)卷積碼，如圖3-18所示，其碼率R=1/3，約束長度為N＝9。(3，1，8)卷積碼的生成多項式為

(3.26)圖3-18N=9，R=1/3的卷積編碼器結(jié)構(gòu)

3.cdma2000系統(tǒng)中的信道編碼

在cdma2000系統(tǒng)中，信道編碼主要采用檢錯CRC、和糾錯FEC編碼(卷積碼和Turbo碼)。檢錯CRC主要用于幀質(zhì)量指示符號，通常，數(shù)據(jù)幀都包含幀質(zhì)量指示符(即CRC)，它是由一幀中的信息位計算求得的。cdma2000所采用的CRC生成多項式分別為

16比特CRC：

(3.27)

12比特CRC：

(3.28)

10比特CRC：

(3.29)

8比特CRC：

(3.30)

6比特CRC:

(3.31)在cdma2000中使用的卷積碼有三種類型：(2，1，8)、(3，1，8)、(4，1，8)。前兩種與IS-95CDMA系統(tǒng)中卷積碼相同，(4，1，8)卷積碼的生成多項式為

(3.32)

cdma2000中Turbo編碼器的結(jié)構(gòu)如圖3-19所示。其傳遞函數(shù)為

(3.33)

(3.34)圖3-19cdma2000中的Turbo碼編碼器

4.WCDMA系統(tǒng)中的信道編碼

在WCDMA系統(tǒng)中主要采用了CRC、卷積碼和Turbo碼三種信道編碼。其中CRC用于傳輸塊上的檢錯，卷積碼主要用于實時業(yè)務(wù)，Turbo碼主要用于非實時業(yè)務(wù)。

在WCDMA中，CRC長度即所含比特數(shù)目為24、16、12、8、0比特，每個傳輸信道TrCH使用多長的CRC是由高層信令給出。長度為24、16、12、8比特CRC生成多項式分別為

CRC24：

g(x)=1+x+x5+x6+x23+x24

(3.35)

CRC16：

g(x)=1+x5+x12+x16

(3.36)

CRC12：

g(x)=1+x+x2+x3+x11+x12

(3.37)

CRC8：

g(x)=1+x+x3+x4+x7+x8

(3.38)在WCDMA中，卷積碼采用(2，1，8)與(3，1，8)兩類，它們的結(jié)構(gòu)與IS-95和cdma2000相同，Turbo碼采用8狀態(tài)并行級聯(lián)碼，它的傳輸函數(shù)為

(3.39)

其中:

(3.40)

8狀態(tài)并行級聯(lián)Turbo碼結(jié)構(gòu)如圖3-20所示。當(dāng)輸入數(shù)據(jù)流為

(3.41)

由于編碼速率為1/3(即每輸入一比特，在輸出端應(yīng)輸出三比特)，Turbo碼對應(yīng)輸出序列應(yīng)為

(3.42)

且當(dāng)每個需編碼的碼塊數(shù)據(jù)流結(jié)束時，要繼續(xù)輸入3個值為“0”的尾比特，圖中的虛線僅用于尾比特的輸出。圖3-20WCDMA中1/3碼率Turbo碼編碼器4.1概述4.2恒包絡(luò)調(diào)制4.3線性調(diào)制4.4QAM4.5多載波調(diào)制第4章數(shù)字調(diào)制技術(shù)

4.1概述

調(diào)制是將待傳送的基帶信號加到高頻載波上進行傳輸?shù)倪^程，其目的是使信號與信道特性相匹配。4.1.1數(shù)字調(diào)制的性能指標(biāo)

1.功率有效性ηP

功率有效性ηP是反映調(diào)制技術(shù)在低功率電平情況下保證系統(tǒng)誤碼性能的能力，可表示為每比特的信號能量與噪聲功率譜密度之比，即

(4.1)

2.帶寬有效性ηB

帶寬有效性ηB是反映調(diào)制技術(shù)在一定的頻帶內(nèi)提供數(shù)據(jù)的能力，可表示為在給定的帶寬條件下每赫茲的數(shù)據(jù)通過率，即

(4.2)4.1.2移動通信對調(diào)制技術(shù)的要求

在蜂窩移動環(huán)境中，無線信號的傳輸受到移動信道等多種因素的影響，主要包括：頻帶使用受限，這是由于無線頻率的獨占特點和可供使用的頻率有限而造成的；存在較嚴(yán)重的多徑衰落，這是由于陸地移動環(huán)境復(fù)雜多變而造成的；存在較強的干擾和噪聲，這是由于移動信道的開放性特點所決定的；同頻干擾，采用蜂窩結(jié)構(gòu)進行組網(wǎng)時，頻率復(fù)用可能會導(dǎo)致同頻干擾。因此，在移動環(huán)境中進行可靠通信，就對調(diào)制技術(shù)提出了更高的要求。通常移動通信系統(tǒng)在選擇具體的調(diào)制方式時，主要考慮以下幾點：

(1)高傳輸速率(滿足多種業(yè)務(wù)需求)。

(2)高帶寬有效性(最小帶寬占用)。

(3)高功率效率(最小發(fā)送功率)。

(4)對信道影響具有強抵抗力(最小誤比特率)。

(5)低功耗和低成本(工程上易于實現(xiàn))。

4.2恒包絡(luò)調(diào)制

恒包絡(luò)調(diào)制主要有MSK、TFM(平滑調(diào)頻)、GMSK等，其中以GMSK為典型代表，GMSK也是GSM系統(tǒng)所采用的調(diào)制方式。恒包絡(luò)調(diào)制的主要特點是已調(diào)信號的包絡(luò)幅度保持不變，其發(fā)射功率放大器可以在非線性狀態(tài)而不引起嚴(yán)重的頻譜擴散。此外，這類調(diào)制方式可用于非同步檢測。其缺點是頻帶利用率較低，一般不超過1(b/s)/Hz。4.2.12FSK

用二進制數(shù)字基帶信號去控制正弦載波的頻率，稱為二進制移頻鍵控(BinaryFrequencyShiftKeying，2FSK)。二進制符號的狀態(tài)有兩種，即“0”和“1”，其對應(yīng)的載波頻率可分別設(shè)為f1和f2，并設(shè)初相x0=0，則2FSK的時域表達式為

(4.3)

式中，(n－1)Tb≤t≤nTb，Tb為碼元寬度。其相應(yīng)的波形如圖

4-1所示。圖4-12FSK波形示意圖定義調(diào)制指數(shù)h為

(4.4)需要注意的是，對于2FSK的波形圖，其相位可以是不連續(xù)的，也可以是連續(xù)的。所謂相位連續(xù)，是指不僅在一個碼元持續(xù)期間相位連續(xù)，而且在從碼元an－1到an轉(zhuǎn)換的時刻nTb，兩個碼元的相位也相等。一般通過開關(guān)切換的方法產(chǎn)生相位不連續(xù)的2FSK信號，而通過調(diào)頻的方法產(chǎn)生相位連續(xù)的2FSK信號(ContinuousPhaseFSK，CPFSK)。相位不連續(xù)的2FSK信號與CPFSK信號的功率譜特性有很大區(qū)別，如圖4-2所示。圖4-22FSK信號的功率譜4.2.2MSK

1.MSK的時域表達式

2FSK的時域表達式(4.3)可以變形為

(4.5)

其中，

如圖4-3所示。圖4-3頻率之間的關(guān)系式(4.5)中，s1(t)和s2(t)首先要滿足頻率間隔為最小的正交條件，即

(4.6)其中，ρ為相關(guān)系數(shù)，Eb=Tb/2是平均比特能量。將式(4.5)中s1(t)和s2(t)代入式(4.6)中，則ρ為

(4.7)通常總能滿足2πfcTb是π的整數(shù)倍，故式(4.7)中的第二項為0，所以有

(4.8)

式(4.8)中ρ與2Δf之間的關(guān)系如圖4-4所示。圖4-42FSK信號的相關(guān)系數(shù)將代入式(4.5)中，并設(shè)第n個碼元的初相位為

xn，則式(4.5)可統(tǒng)一表示為

(4.9)

MSK的另一個特點是連續(xù)相位調(diào)制，即在第n－1個碼元結(jié)束時的相位等于第n個碼元開始時的相位。要保證相位連續(xù)，其瞬時相偏要滿足：t=nTb時刻，θn－1(nTb)=θn(nTb)，

而θn－1(nTb)和θn(nTb)可分別表示為

(4.10)

(4.11)因此由相位連續(xù)條件可得，

此式為初相xn的遞推公式，進一步推導(dǎo)可得

(4.12)

設(shè)x0=0時，xn＝0或±π。

2.MSK信號的產(chǎn)生和解調(diào)

MSK信號也可以正交表示，從而可得到MSK調(diào)制原理框圖，將式(4.9)利用三角函數(shù)展開可得

(4.13)由于

(4.14)

(4.15)將式(4.14)和式(4.15)代入式(4.13)可得

(4.16)

圖4-5MSK調(diào)制原理圖圖4-6MSK相干解調(diào)原理圖接收到的MSK信號與相干載波相乘后輸出分別為

(4.17)

(4.18)經(jīng)過低通濾波器后的輸出

(4.19)

(4.20)在t=2nTb時刻對同相支路進行抽樣

(4.21)

在t=(2n+1)Tb時刻對正交支路進行抽樣

(4.22)

經(jīng)差分譯碼便可恢復(fù)為發(fā)送信號。

3.MSK的特點

MSK是調(diào)制指數(shù)h=1/2的CPFSK，因此它也有恒包絡(luò)的特性，而恒包絡(luò)調(diào)制具有可使用高效率的非線性放大、載波容易恢復(fù)、已調(diào)信號峰平比低等優(yōu)點。

與一般2FSK信號相比，MSK信號的頻譜特性有很大改進，具有更高的帶寬效率，如圖4-7所示。圖4-7MSK的功率譜4.2.3GMSK

高斯濾波最小移頻鍵控(GaussianMinimumShiftKeying，GMSK)是MSK的進一步優(yōu)化方案。它在MSK調(diào)制前附加一個高斯型前置低通濾波器，進一步抑制高頻分量，防止過量的瞬時頻率偏移，且滿足相干檢測的要求，如圖4-8所示。圖4-8GMSK信號的產(chǎn)生

1.高斯低通濾波器的設(shè)計

實現(xiàn)GMSK信號的調(diào)制，關(guān)鍵是設(shè)計性能良好的高斯低通濾波器，它必須具有如下特性：

(1)有良好的窄帶和尖銳的截止特性，以濾除基帶信號中的高頻成分。

(2)脈沖響應(yīng)過沖量應(yīng)盡可能小，防止已調(diào)波瞬時頻偏過大。

(3)輸出脈沖響應(yīng)曲線的面積對應(yīng)的相位為π/2，使調(diào)制系數(shù)為1/2。

1)傳遞函數(shù)和沖激響應(yīng)

滿足上述特性的高斯低通濾波器的頻率傳輸函數(shù)H(f)為

(4.23)根據(jù)傳輸函數(shù)可求出濾波器的沖激響應(yīng)h(t)為

(4.24)式中，α為常數(shù)，其取值不同將影響濾波器的特性。令Bb為H(f)的3dB帶寬，因為H(0)=1，則有

(4.25)

可求得

(4.26)另一方面，設(shè)要傳輸?shù)拇a元長度為Tb，速率為Rb=1/Tb，

以Rb為參考，對f歸一化，即x=f/Rb=fTb，則歸一化3dB帶寬為

(4.27)

這樣，用歸一化頻率表示的頻率特性為

(4.28)令并把α=1.7Bb代入式(4.24)，設(shè)Tb=1，則有

(4.29)

因此給定xb=TbBb，就可以計算出H(x)和h(τ)，它們的特性曲線如圖4-9所示。高斯濾波器的特性也完全由xb=TbBb確定。圖4-9高斯濾波器特性

2)矩形脈沖響應(yīng)

設(shè)矩形脈沖函數(shù)定義為

(4.30)則其通過高斯低通濾波器后的響應(yīng)可表示為

(4.31)

式中，當(dāng)BbTb取不同值時，g(t)的波形如圖4-10所示。圖4-10高斯濾波器的矩形脈沖響應(yīng)

2.GMSK的信號

設(shè)發(fā)送的二進制數(shù)據(jù)序列為NRZ碼，碼元起止時刻為Tb的整數(shù)倍，則基帶信號經(jīng)過高斯濾波器后的輸出為

(4.32)

GMSK的信號表達式為

(4.33)

式中，為附加相位，kf為由調(diào)頻器靈敏度確定的常數(shù)。圖4-11GMSK的相位軌跡

3.GMSK調(diào)制信號的產(chǎn)生

從GMSK信號的表達式可知，附加相位θ(t)取決于高斯濾波器的響應(yīng)f(t)和輸入數(shù)據(jù)an的取值，由于一個寬度為Tb的輸入脈沖經(jīng)過高斯濾波器后，其有效寬度會擴展到幾個Tb區(qū)間，所以在任一比特區(qū)間的脈沖響應(yīng)既包含當(dāng)前脈沖的響應(yīng)，也包含前后脈沖的響應(yīng)。因為各脈沖有正負，脈沖響應(yīng)交疊的結(jié)果是多值的，所以對應(yīng)形成的cosθ(t)和sinθ(t)有多種不同的波形。這樣可以事先制作cosθ(t)和sinθ(t)兩張表，根據(jù)輸入數(shù)據(jù)讀出相應(yīng)的值，再進行正交調(diào)制就可以得到GMSK信號，如圖

4-12所示。圖4-12波形存儲正交調(diào)制法產(chǎn)生GMSK信號

4.GMSK功率譜密度

圖4-13為GMSK的功率譜密度。圖4-13GMSK的功率譜密度4.3線性調(diào)制

線性調(diào)制方式主要有各種進制的PSK和QAM等，其中以QPSK為典型代表。QPSK和OQPSK是IS-95CDMA系統(tǒng)所采

用的調(diào)制方式。這一類調(diào)制方式的頻帶利用率一般都大于

1b·s-1/Hz，而且隨著調(diào)制電平數(shù)的增加而增加。線性調(diào)制方式又可分為頻譜高效和功率高效兩種。4.3.12PSK

在二進制的相位調(diào)制中，二進制的數(shù)據(jù)可以用相位的兩種不同取值表示。設(shè)輸入二進制的數(shù)據(jù)為｛an｝，an=±1，n=

－∞～+∞，則二相相移鍵控(BinaryPhaseShiftKeying，2PSK)的信號形式為

(4.34)

s2PSK(t)還可以表示為

(4.35)

式中，A、ωc分別是載波的幅度和角頻率，p(t)是寬度為Tb的矩形脈沖，表示雙極性NRZ碼的基帶信號波形。2PSK信號的波形如圖4-14所示。圖4-142PSK信號的波形設(shè)矩形脈沖p(t)的頻譜為G(ω)，則2PSK信號的功率譜為(假定“+1”和“－1”等概率出現(xiàn))

(4.36)

由式(4.35)可知，2PSK信號是一種線性調(diào)制，當(dāng)基帶波形為NRZ碼時，其功率譜如圖4-15所示。圖4-15NRZ基帶信號的2PSK信號功率譜4.3.2QPSK

在四相相移鍵控(QuadraturePhaseShiftKeying，QPSK)調(diào)制中，在要發(fā)送的比特序列中，每兩個相連的比特分為一組構(gòu)成一個四進制的碼元，即雙比特碼元。雙比特碼元的4種狀態(tài)用載波的四個不同相位(i=1，2，3，4)表示。這種對應(yīng)關(guān)系叫做相位邏輯，如圖4-16所示。圖4-16QPSK的一種相位邏輯

1.QPSK信號的時域表示和調(diào)制原理

QPSK信號可以表示為

(4.37)

其中，A、ωc分別是載波的幅度和角頻率，θi取圖4-16中的四種相位，Ts為四進制符號間隔。將式(4.37)展開可得

(4.38)圖4-17QPSK正交調(diào)制原理圖

2.QPSK信號的功率譜和帶寬

正交調(diào)制產(chǎn)生QPSK信號的方法實際上是把兩個BPSK信號相加。每個BPSK信號的碼元長度是原序列比特長度的2倍，即Ts=2Tb，或者說碼元速率為原比特速率的一半(Rs=Rb/2)。另外，它們有相同的功率譜和相同的帶寬B=2Rs=Rb，而兩個支路信號的疊加得到的QPSK信號的帶寬B=Rb，頻帶效率則提高為1。圖4-18QPSK的限帶傳輸采用升余弦濾波器的QPSK信號的功率譜在理想情況下，信號的功率完全被限制在升余弦濾波器的通帶內(nèi)，帶寬為

(4.39)

式中，α為濾波器的滾降系數(shù)(0<α≤1)。α=0.5時的QPSK信號的功率譜密度如圖4-19所示。圖4-19QPSK信號的功率譜密度

3.QPSK信號的相位跳變和包絡(luò)特性

QPSK是一種相位不連續(xù)的信號，隨著雙比特碼元的變化，在碼元轉(zhuǎn)換的時刻，信號的相位發(fā)生跳變。當(dāng)只有一個支路的數(shù)據(jù)發(fā)生改變時，相位跳變±π/2；當(dāng)兩個支路的數(shù)據(jù)符號同時發(fā)生改變時，則相位跳變±π。信號相位的跳變情況可以用圖4-20的信號星座圖來說明，圖中的虛線表示相位跳變的路徑。圖4-20QPSK信號相位跳變路徑當(dāng)基帶信號為方波脈沖(NRZ)時，QPSK信號具有恒包絡(luò)特性。但在實際數(shù)字通信中，如上所述，由于信道帶寬有限，往往經(jīng)過成形濾波器后，再進行QPSK調(diào)制后，所得到的限帶QPSK信號包絡(luò)不再恒定，且在π相位突變處，出現(xiàn)包絡(luò)為零的現(xiàn)象，如圖4-21所示。圖4-21QPSK信號包絡(luò)示意圖4.3.3OQPSK

偏移四相相移鍵控(OffsetQPSK，OQPSK)與QPSK調(diào)制類似，不同之處是在正交支路引入一個比特(半個碼元)的時延，這使得兩個支路的數(shù)據(jù)不會同時發(fā)生變化，因而不可能像QPSK那樣產(chǎn)生±π的相位跳變，而僅產(chǎn)生±π/2的相位跳變。OQPSK兩支路符號錯開和相位變化的例子如圖4-22所示。圖

4-23為OQPSK調(diào)制的原理框圖。圖4-22OQPSK的I(t)、Q(t)兩支路符號偏移及相位路徑圖4-23OQPSK調(diào)制原理圖

4.4QAM

單獨采用振幅或相位攜帶信息時，不能充分地利用信號平面。多進制幅度調(diào)制時，矢量端點在一條軸上分布；多進制相位調(diào)制時，矢量端點在一個圓上分布。4.4.1MQAM調(diào)制的原理

1.MQAM信號的時域表示

設(shè)碼元在星座圖上映射的矢量點為um，則um可表示為

(4.40)其中，m=1，2，…，M，

若調(diào)制載波頻率為fc(fc=則MQAM已調(diào)信號sMQAM(t)從概念上表示為

(4.41)

其中，Cm、θm二者均變化，Ts為碼元寬度。從正交實現(xiàn)上可表示為

(4.42)

式中，

Am和Bm分別為同相分量和正交分量。

從信號空間上可表示為

(4.43)式中，Am和Bm可進一步表示為

(4.44)

式中，A為固定的振幅；(dm，em)由輸入數(shù)據(jù)確定。(dm，em)決定了已調(diào)QAM信號在信號空間中的坐標(biāo)點。

2.QAM星座圖

星座圖就是矢量端點的分布圖，通?？梢杂眯亲鶊D來描述QAM信號的信號空間分布狀態(tài)。圓形和方形是兩種常見的星座圖，例如采用16QAM時，其兩種星座圖如圖4-24所示。圖4-2416QAM星座圖假設(shè)信號點之間的最小距離為2A，且所有信號點等概率出現(xiàn)，則平均發(fā)射信號功率為

(4.45)以圖4-24中的16QAM為例，對于方形16QAM，信號平均功率為

(4.46)

對于圓形16QAM，信號平均功率為

(4.47)4.4.2MQAM信號的產(chǎn)生和解調(diào)

基于式(4.42)可得到MQAM正交調(diào)制的原理框圖，如圖

4-25所示。圖4-25MQAM調(diào)制原理圖在接收端，MQAM可采用正交相干解調(diào)方法，其原理框圖如圖4-26所示。圖4-26MQAM解調(diào)原理圖4.4.3MQAM調(diào)制性能

1.MQAM的誤碼率

對于方型QAM來說，它可以看成是兩個脈沖振幅調(diào)制信號之和，因此利用脈沖振幅調(diào)制的分析結(jié)果，可以得到M進制QAM的誤碼率為

(4.48)

式中，k=lbM為每個碼元內(nèi)的比特數(shù)，γb為每比特的平均信噪比，erfc(x)為補誤差函數(shù)。MQAM的誤碼率計算結(jié)果如圖4-27所示。圖4-27方型MQAM的誤碼率曲線

2.MQAM的頻帶利用率

在多進制調(diào)制中，每個電平包含的比特數(shù)越多，效率就越高。MQAM信號是由同相支路和正交支路的L進制的ASK信號疊加而成的，因此，其功率譜是兩支路信號功率譜的疊加。

第一零點帶寬(主瓣寬度)B=2Rb，即碼元頻帶利用率

(4.49)

所以，MQAM信號的信息頻帶利用率為

(4.50)

4.5多