《衛(wèi)星通信》課件-第2章

第2章衛(wèi)星通信基本技術(shù)

2.1信號(hào)設(shè)計(jì)技術(shù)

2.2信號(hào)處理技術(shù)

2.3多址技術(shù)習(xí)題

通常將數(shù)字通信中用于系統(tǒng)設(shè)計(jì)的編碼、譯碼、調(diào)制與解調(diào)技術(shù)統(tǒng)稱為信號(hào)設(shè)計(jì)技術(shù)。下面主要介紹數(shù)字衛(wèi)星通信中的信號(hào)設(shè)計(jì)技術(shù)。2.1信號(hào)設(shè)計(jì)技術(shù)2.1.1編碼技術(shù)

在數(shù)字衛(wèi)星通信中所用的編碼技術(shù)有信源編碼和信道編碼兩類。

信源編碼是指通過壓縮編碼去掉信號(hào)源中的冗余成分，以達(dá)到壓縮碼元速率和帶寬，實(shí)現(xiàn)信號(hào)有效傳輸?shù)哪康?。因此，信源編碼實(shí)際上就是把話音、圖像等模擬信號(hào)變換成數(shù)字信號(hào)，并利用傳輸信息的性質(zhì)，采用適當(dāng)?shù)木幋a方法，降低傳輸速率，即實(shí)現(xiàn)話音或圖像的頻帶壓縮傳輸，提高通信系統(tǒng)的效率。而譯碼則是編碼的逆過程。信道編碼是指通過按一定規(guī)則重新排列信號(hào)碼元或加入輔助碼的辦法來防止碼元在傳輸過程中出錯(cuò)，并進(jìn)行檢錯(cuò)和糾錯(cuò)，以保證信號(hào)的可靠傳輸。因此，信道編碼是用來檢測(cè)或糾正傳輸過程中的誤碼的，它是一種編碼變換。糾、檢錯(cuò)用在數(shù)字衛(wèi)星通信中有著非常好的效果，它是實(shí)現(xiàn)通信系統(tǒng)傳輸質(zhì)量的重要技術(shù)。

1.信源編碼技術(shù)

1)衛(wèi)星通信系統(tǒng)對(duì)信源編碼的要求

在數(shù)字衛(wèi)星系統(tǒng)中，人們?yōu)榱顺浞掷糜行У念l率資源，進(jìn)一步降低傳輸速率，采用了信號(hào)頻帶壓縮技術(shù)，提出了多種編碼方案。由于通信衛(wèi)星所處的環(huán)境特殊，因此在衛(wèi)星系統(tǒng)的信號(hào)傳輸中，會(huì)受到如多徑衰落、多普勒效應(yīng)等因素的影響。另外，無線傳輸?shù)念l譜資源非常有限，因而衛(wèi)星系統(tǒng)對(duì)語音和圖像等信源編碼有較高的要求，特別是對(duì)于語音編碼，主要有如下要求：

(1)在有限的頻帶內(nèi)，盡量提高頻譜利用率。

(2)一般數(shù)字衛(wèi)星通信中話音的編碼傳輸速率為16～64kb/s，而衛(wèi)星移動(dòng)通信中的編碼傳輸速率為1.2～9.6kb/s。在一定的編碼傳輸速率下，應(yīng)盡可能提高話音質(zhì)量。應(yīng)對(duì)編碼譯碼過程所用的時(shí)間進(jìn)行嚴(yán)格控制，因而需采用編譯碼時(shí)延較短的方案，并要求限制在幾十毫秒之內(nèi)。

(3)由于系統(tǒng)中的信號(hào)傳輸環(huán)境有時(shí)非常惡劣，會(huì)遇到雨、霧等不利氣候條件及移動(dòng)通信信道中多徑衰落的影響，因此要求信源編碼的算法本身具有較好的抗誤碼性能，以保證話音傳輸質(zhì)量。

(4)不同的壓縮編碼方式所采用的基本算法及不同程序?qū)崿F(xiàn)的復(fù)雜程度也不相同，應(yīng)選用復(fù)雜程度適中的算法和程序，便于電路的集成化。

2)信源編碼方式

在數(shù)字系統(tǒng)中，用于語音信號(hào)的基本編碼方式主要有波形編碼、參數(shù)編碼和混合編碼。

(1)波形編碼：它是直接將時(shí)域信號(hào)變成數(shù)字代碼的一種編碼方式。由于在信號(hào)抽樣和量化過程中考慮到人的聽覺特征，因此使編碼信號(hào)與原輸入信號(hào)基本保持一致。波形編碼中主要采用脈沖編碼調(diào)制(PCM)，即以奈奎斯特抽樣定理為基準(zhǔn)，考慮到濾波器等電話特性，抽樣頻率為話音最高頻率的2.5倍左右，將頻帶寬度為300～3400Hz的語音信號(hào)變換成64kb/s(8kHz抽樣，8位量化)的數(shù)字信號(hào)。進(jìn)而，還有較高壓縮率的差值PCM(DPCM)、自適應(yīng)DPCM(ADPCM)和自適應(yīng)預(yù)測(cè)編碼(APC)等編碼方式。其特點(diǎn)是在高速碼條件(16～64kb/s)下，可獲得高質(zhì)量的語音信號(hào)；然而當(dāng)編碼傳輸速率低于16kb/s時(shí)，語音質(zhì)量迅速下降。

(2)參數(shù)編碼：它是以發(fā)音機(jī)制模型作為基礎(chǔ)的。發(fā)音機(jī)制模型是用一套模擬聲帶頻譜特性的濾波器參數(shù)和若干聲源參數(shù)來描述的，參數(shù)編碼就是將其變換成為數(shù)字代碼的一種編碼方式。由于參數(shù)編碼的壓縮比很高，計(jì)算量又大，因而通常語音質(zhì)量只能達(dá)到中等水平。如數(shù)字移動(dòng)通信系統(tǒng)中和衛(wèi)星移動(dòng)通信系統(tǒng)中使用的線性預(yù)測(cè)編碼(LPC)及其改進(jìn)型，傳輸速率可壓縮到2～4.8kb/s，甚至更低。

(3)混合編碼：它是一種綜合編碼方式，吸取了波形編碼和參數(shù)編碼的優(yōu)點(diǎn)，使編碼數(shù)字語音中既包括語音特征參量，又包括部分波形編碼信息。如多脈沖激勵(lì)線性預(yù)測(cè)編碼(MPLP)系統(tǒng)、正規(guī)脈沖激勵(lì)編碼(RPE)系統(tǒng)、碼激勵(lì)線性預(yù)測(cè)編碼系統(tǒng)(CELP)等?；旌暇幋a可將速率壓縮至4～16kb/s，而在此范圍內(nèi)能夠獲得良好的語音效果。

對(duì)于圖像信號(hào)來說，可分為兩種情況考慮：一種是廣播電視信號(hào)；另一種是會(huì)議電視信號(hào)(幅度變化比較小)。

(1)對(duì)于廣播電視信號(hào)，不進(jìn)行頻帶壓縮的傳輸速率高達(dá)160Mb/s，一般采用幀內(nèi)差值脈沖編碼方式(DPCM)，把傳輸速率壓縮到34Mb/s以下。對(duì)差值的量化仍采用非線性壓擴(kuò)特征，如A律壓擴(kuò)和m律壓擴(kuò)。對(duì)于彩色電視信號(hào)則有兩種基本編碼方式：一種是對(duì)每個(gè)彩色成分進(jìn)行編碼，即所謂分離編碼方式；另一種是像NTSC制式那樣，對(duì)由幾種彩色重疊而形成的復(fù)合彩色信號(hào)直接進(jìn)行編碼，即所謂的直接編碼方式。若考慮到模擬信道混合使用的現(xiàn)狀，采用直接編碼方式更適宜，而且設(shè)備組成也比較簡(jiǎn)單。目前國際上已有了很多高效的圖像編碼技術(shù)和標(biāo)準(zhǔn)，如MPEG-2、MPEG-4、H.264等。對(duì)于PAL制式的彩電信號(hào)，利用MPEG-2標(biāo)準(zhǔn)，壓縮編碼后的速率約為4.42Mb/s；高清電視(HDTV)利用MPEG-4AVC可壓縮至7Mb/s。

(2)對(duì)于變化較小的會(huì)議電視信號(hào)，一般編碼傳輸速率傾向于采用1.5～2.0Mb/s。對(duì)這種信號(hào)的編碼，多采用幀間和幀內(nèi)預(yù)測(cè)相結(jié)合的方法。

2.信道編碼技術(shù)

衛(wèi)星通信系統(tǒng)常用于遠(yuǎn)距離傳送數(shù)據(jù)，由于衰減、噪聲和干擾等的影響，信號(hào)在傳輸過程中將產(chǎn)生畸變。要保證通信質(zhì)量，就需要增大歸一化信噪比(Eb/n0，每比特能量與噪聲密度之比)。但是，一般的衛(wèi)星通信都是功率受限且有延時(shí)的。對(duì)于要求越來越高的衛(wèi)星通信系統(tǒng)，高的傳信率和低的誤碼率就成為衡量系統(tǒng)好壞的一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)。因此必須使用相應(yīng)的信道編碼進(jìn)行檢錯(cuò)和糾錯(cuò)。

Shannon編碼定理指出：“對(duì)于一個(gè)給定的有擾信道，它有極限的信息傳輸能力C，只要信息速率不超過這個(gè)極限信道容量，則一定存在一種編譯碼方法，使得譯碼差錯(cuò)概率Pe隨碼長(zhǎng)N的增加，按指數(shù)下降至任意小值，即Pe≤exp［－NE(R)］。其中E(R)是大于0的誤差指數(shù)，它是編碼器輸入速率R和C的函數(shù)”。這個(gè)定理說明，在實(shí)際通信中盡管存在差錯(cuò)，但只要使用適當(dāng)?shù)木幋a方法，就能按照用戶的要求進(jìn)行糾正。

信道編碼的目的是提高信號(hào)傳輸?shù)目煽啃裕浞椒ㄊ窃黾佣嘤啾忍?，以發(fā)現(xiàn)或糾正錯(cuò)誤。與未編碼相比，編碼的結(jié)果是改善了誤碼性能，這種改善可用編碼增益來描述。若單位時(shí)間內(nèi)傳輸?shù)男畔⒘亢愣?，增加的冗余碼元反映為帶寬的增加；在同樣的誤比特率要求下，帶寬增加可以換取歸一化信噪比Eb/n0值的減小。因此，把在給定的誤比特率下，未編碼與編碼傳輸?shù)男旁氡菶b/n0之差稱為編碼增益(單位為dB)。在數(shù)字衛(wèi)星通信中主要采用分組碼和卷積碼進(jìn)行編碼，在給定誤比特率Pe＝10－5時(shí)，采用分組碼的編碼增益為3～5dB，采用卷積碼、維特比譯碼的編碼增益為4～5.5dB，而采用RS分組碼和卷積碼、維特比譯碼的級(jí)聯(lián)碼的編碼增益為6.5～7.5dB。

下面簡(jiǎn)單介紹幾種常用的糾錯(cuò)編碼。

1)線性分組碼

若整碼組有N個(gè)碼元，即碼長(zhǎng)為N，其中有k個(gè)碼元表征信息，稱為信息碼，余下的N－k個(gè)碼元用來監(jiān)督整個(gè)碼組是否有錯(cuò)，稱為監(jiān)督碼。這種碼稱為(N，k)碼，其比值k/N稱為碼率。

分組碼是將信源送出的二進(jìn)制數(shù)字序列分成若干段，每一段由k個(gè)信息碼元組成，然后在k個(gè)信息碼元后面加上r＝N－k個(gè)監(jiān)督碼元構(gòu)成一個(gè)碼組，r個(gè)監(jiān)督碼完全由該碼組k個(gè)信息碼元決定，即監(jiān)督碼元僅與本組信息碼元有關(guān)，而與其它碼元無關(guān)，各個(gè)碼組各自獨(dú)立進(jìn)行監(jiān)督。因此，這類碼稱為分組碼，或稱為一個(gè)(N，k)分組碼。

而線性分組碼是指其分碼組的監(jiān)督位與信息位之間呈線性關(guān)系，即用一組線性方程來描述。這樣得到的r個(gè)線性關(guān)系式，稱為一致監(jiān)督關(guān)系，或一致監(jiān)督方程組。

例如，構(gòu)成一個(gè)(7，4)分組碼，其中4個(gè)信息碼元為a6、a5、a4、a3，3個(gè)監(jiān)督碼元為c2、c1、c0，它們的一致監(jiān)督關(guān)系為

(2-1)

其中代表模2和?？梢?，每個(gè)監(jiān)督碼元是本碼組中某些信息碼的模2和，即每個(gè)信息碼元將受到幾個(gè)監(jiān)督碼元的多重監(jiān)督。

將式(2-1)移項(xiàng)后為

(2-2)

寫成矩陣形式為

HaT=0 (2-3)

其中：a=(a6，a5，a4，a3，c2，c1，c0)；

，H被稱為一致監(jiān)督矩陣。

由式(2-3)編出的碼組是a6a5a4a3c2c1c0，其編碼器的組成如圖2-1所示。開始四拍開關(guān)倒向A，輸出四位信息碼元a6a5a4a3，第5～7拍開關(guān)倒向B，此期間一方面把信息碼元a6a5a4輸出，另一方面把算出的監(jiān)督碼元移入寄存器。下四拍開關(guān)又倒向A，一方面輸入下一組四位信息碼元，另一方面把a(bǔ)3c2c1c0輸出。依此下去就得到編出的(7，4)分組碼。

由上述內(nèi)容可知，通過監(jiān)督方程組，監(jiān)督碼元對(duì)信息碼元實(shí)行監(jiān)督，使原來完全獨(dú)立的信息碼元被約束到這種關(guān)系中。當(dāng)碼元在傳輸過程中發(fā)生差錯(cuò)時(shí)，方程組中與這些碼元相對(duì)應(yīng)的方程式被破壞。因此，接收端很容易通過校驗(yàn)方程組來發(fā)現(xiàn)錯(cuò)誤，而且由于信息碼元受到兩個(gè)或三個(gè)監(jiān)督碼畝嘀監(jiān)督，因而不僅能發(fā)現(xiàn)錯(cuò)誤，而且能糾正錯(cuò)誤。

圖2-1編碼器的組成

接收端進(jìn)行糾(檢)錯(cuò)譯碼方法是根據(jù)式(2-2)規(guī)定的關(guān)系做以下運(yùn)算：

(2-4)

若接收的碼組沒有錯(cuò)誤，則式(2-4)中si＝0(i＝1，2，3)；若碼組中發(fā)生單個(gè)錯(cuò)誤，則si中相應(yīng)的某幾個(gè)就不為零，接收端根據(jù)si的不同值便可唯一地確定這個(gè)錯(cuò)誤的位置，計(jì)算結(jié)果見表2-1。

表2-1校正子與錯(cuò)碼位置

計(jì)算si是確定錯(cuò)碼位置的依據(jù)，通常稱之為校正子。知道了錯(cuò)碼的位置，只要將收到的該位碼元變號(hào)，將1變?yōu)?，或?qū)?變?yōu)?，就糾正了錯(cuò)誤。由此可見，(7，4)分組碼是一種能夠糾正一位差錯(cuò)的碼，因而只能用于糾正隨機(jī)性差錯(cuò)。

在實(shí)際通信中常常會(huì)遇到突發(fā)性干擾，會(huì)出現(xiàn)成串或成片的多個(gè)錯(cuò)誤，這就需要一種具有糾正突發(fā)性錯(cuò)誤的糾錯(cuò)技術(shù)，交織技術(shù)就是這樣一種技術(shù)，其基本原理是改變比特的順序，將突發(fā)差錯(cuò)碼分散到幾個(gè)碼字中，而不是集中在一個(gè)碼字中。

2)循環(huán)碼

循環(huán)碼又稱為循環(huán)冗余校驗(yàn)碼(CyclicRedundancyCheck，CRC)，它是線性分組碼的一個(gè)重要分支。由于循環(huán)碼具有碼的代數(shù)結(jié)構(gòu)清晰、性能較好、編譯碼簡(jiǎn)單和易于實(shí)現(xiàn)的特點(diǎn)，因此得到了廣泛應(yīng)用，它不僅可以用于糾正獨(dú)立的隨機(jī)錯(cuò)誤，而且也可以用于糾正突發(fā)錯(cuò)誤。下面主要介紹BCH碼、格雷碼和RS碼。

Ⅰ.BCH碼

BCH碼是具有糾正多個(gè)隨機(jī)差錯(cuò)功能的循環(huán)碼，它是循環(huán)碼的一個(gè)重要子類。這種碼是建立在現(xiàn)代代數(shù)理論基礎(chǔ)之上的，數(shù)學(xué)結(jié)構(gòu)嚴(yán)謹(jǐn)，在譯碼同步等方面有許多獨(dú)特的優(yōu)點(diǎn)，故在數(shù)字微波以及數(shù)字衛(wèi)星傳輸設(shè)備中常使用這種能糾正多重錯(cuò)誤的BCH碼來降低傳輸誤碼率。

BCH碼可分為兩類，一類是原本BCH碼，另一類是非原本BCH碼。原本BCH碼的特點(diǎn)是碼長(zhǎng)為2m－1(m為正整數(shù))，其生成多項(xiàng)式是由若干最高次數(shù)為m的因式相乘構(gòu)成的，且具有如下形式：

(2-5)

其中，t為糾錯(cuò)個(gè)數(shù)，mi(t)為最小多項(xiàng)式，LCM代表最小公倍式。

具有上述特點(diǎn)的循環(huán)碼就是BCH碼，其最小碼距d≥2t＋1(在一種編碼中，任意兩個(gè)許用碼組之間的對(duì)應(yīng)位上所具有的最小不同二進(jìn)制碼元數(shù)，稱為最小碼距)。由此可見，一個(gè)(2m－1，k)循環(huán)碼的2m－1－k階生成多項(xiàng)式必定是由x2m－1＋1的全部或部分因式組成的。而非原本BCH碼的生成多項(xiàng)式中卻不包含這種原本多項(xiàng)式，并且碼長(zhǎng)n是2m－1的一個(gè)因子，即2m－1一定是碼長(zhǎng)n的倍數(shù)。

下面以碼長(zhǎng)為15的BCH碼為例來進(jìn)行說明?？梢姶藭r(shí)m=4(24－1＝15)，即表示最高次數(shù)為4。由xn＋1的因式分解可知：

其中，m7(x)是m1(x)的反多項(xiàng)式(若有限域上的m次多項(xiàng)式為

則

稱為f(x)的反多項(xiàng)式)。對(duì)于(15，5)BCH碼的生成多項(xiàng)式為

可見它能糾正3(由2t－1=5得到)個(gè)隨機(jī)差錯(cuò)。

Ⅱ.格雷碼和RS碼

通常使用的二進(jìn)制自然碼排序?yàn)?0，01，10，11，當(dāng)用QPSK方式調(diào)制時(shí)，若以自然碼排列，“00”與“11”將被調(diào)制到相鄰相位，解調(diào)時(shí)若有誤判，就會(huì)產(chǎn)生兩個(gè)比特誤碼。而格雷碼則為00，01，11，10，顯然不允許出現(xiàn)11與00、10與01相鄰的局面，因此每次誤判時(shí)最多出現(xiàn)1位誤碼(因?yàn)楸徽{(diào)制到相鄰相位的碼元只有1比特不同)，這就是在QPSK系統(tǒng)中其輸入序列選擇格雷碼的原因。以上是從編碼角度分析的。如果從糾錯(cuò)編碼的角度來分析，(23，12)也是一個(gè)格雷碼，該碼的碼距為7，能夠糾正3個(gè)隨機(jī)性差錯(cuò)，實(shí)際上它是一個(gè)特殊的非原本BCH碼。盡管存在多種糾正3個(gè)隨機(jī)性差錯(cuò)的碼，但格雷碼的每個(gè)信息位所要求的監(jiān)督碼元數(shù)最少，因此其監(jiān)督位得到了最充分的利用。

前面所介紹的BCH碼都是二進(jìn)制的，即BCH碼的每一個(gè)碼元(元素)的取值為0或1。如果BCH中的每一個(gè)元素用多進(jìn)制表示的話，例如2m進(jìn)制，那么BCH中的每個(gè)元素就可以用一個(gè)m位的二進(jìn)制碼組表示，我們稱這種多進(jìn)制的BCH碼為RS碼。例如對(duì)于其信息位為10011的(15，5)BCH碼序列是100110111000010。如果進(jìn)行RS編碼，取m=2，即每一位將用一個(gè)2位的二進(jìn)制碼表示(若用01代表“0”碼，用10代表“1”碼)，那么輸出的RS碼就是100101101001101010010101011001?？梢?，當(dāng)以2比特為一組計(jì)算，一旦出現(xiàn)00或11或不符合循環(huán)碼的循環(huán)關(guān)系時(shí)，則可以斷定，該序列出現(xiàn)差錯(cuò)。因此，RS碼是一個(gè)具有很強(qiáng)的糾錯(cuò)能力的多進(jìn)制碼。

一個(gè)糾t個(gè)符號(hào)錯(cuò)誤的(n，k)RS碼的參數(shù)如下：

碼長(zhǎng)

n=2m－1符號(hào)或m(2m－1)比特

信息段

k符號(hào)或km比特

監(jiān)督段

n－k=2t符號(hào)或m(n－k)比特

最小碼距

d=2t＋1符號(hào)或m(2t＋1)比特

RS碼特別適合于糾正突發(fā)性錯(cuò)誤，它可以糾正的差錯(cuò)長(zhǎng)度(第1位誤碼與最后1位誤碼之間的比特序列)如下：

總長(zhǎng)度為b1=(t－1)m＋1比特的1個(gè)突發(fā)差錯(cuò)；

總長(zhǎng)度為b2=(t－3)m＋3比特的2個(gè)突發(fā)差錯(cuò)；

……

總長(zhǎng)度為bi=(t－2i＋1)m＋2i－1比特的i個(gè)突發(fā)差錯(cuò)。

3)卷積碼

卷積碼是一種非分組碼，它與分組碼的主要差別是，在分組碼中，任何一段規(guī)定的時(shí)間內(nèi)編碼器產(chǎn)生的一個(gè)N個(gè)碼元的碼組，僅取決于這段時(shí)間中的k位輸入碼元，碼組中的監(jiān)督位只監(jiān)督本碼組的k個(gè)信息位。而卷積碼不同，編碼器在任何一段時(shí)間內(nèi)產(chǎn)生的n個(gè)碼元，不僅取決于這段時(shí)間中的k個(gè)信息位，還取決于前(N－1)段規(guī)定時(shí)間內(nèi)的信息位。此時(shí)，監(jiān)督碼位監(jiān)督著這N段時(shí)間內(nèi)的信息位。編碼中互相關(guān)聯(lián)的碼元個(gè)數(shù)為nN個(gè)。

卷積碼的糾錯(cuò)性能隨N的增加而增大，而差錯(cuò)率隨N的增加而呈指數(shù)下降。在編碼器復(fù)雜性相同的情況下，卷積碼的性能優(yōu)于分組碼。但卷積碼沒有分組碼那樣嚴(yán)密的數(shù)學(xué)分析手段，目前大多是通過計(jì)算機(jī)進(jìn)行好碼的搜索。

圖2-2為卷積碼編碼器的結(jié)構(gòu)示意圖，它包括：一個(gè)由N段寄存器組成的輸入移位寄存器，每段有k個(gè)，共Nk個(gè)寄存器；一組n個(gè)模2和相加器；一個(gè)n級(jí)的輸出移位寄存器。卷積碼編碼時(shí)，每個(gè)時(shí)刻輸入k個(gè)比特，輸出n個(gè)比特。

圖2-2卷積碼編碼器結(jié)構(gòu)示意圖由圖2-2可以看到，n個(gè)輸出比特不僅與當(dāng)前的k個(gè)輸入信息有關(guān)，還與前(N－1)k個(gè)信息有關(guān)。通常將N稱為約束長(zhǎng)度，把卷積碼記為(n，k，N)，當(dāng)k=1時(shí)，N－1就是寄存器的個(gè)數(shù)。

描述卷積碼的方法有兩種，即圖解法和解析法。其中圖解法包括樹圖、狀態(tài)圖和網(wǎng)格圖，解析法包括矩陣形式和生成多項(xiàng)式形式。下面以圖2-3為例說明各種描述方法。

圖2-3(7，5)卷積碼結(jié)構(gòu)

(1)樹圖。根據(jù)圖2-3可以得到當(dāng)前時(shí)刻寄存器狀態(tài)、下一時(shí)刻寄存器狀態(tài)以及輸入和輸出的關(guān)系，如表2-2所示。表2-2(7，5)卷積碼的狀態(tài)轉(zhuǎn)移表根據(jù)表2-2可以畫出如圖2-4所示的樹圖。

(2)狀態(tài)圖。根據(jù)表2-2，可直接畫出(7，5)卷積碼的狀態(tài)圖，如圖2-5所示。

(3)網(wǎng)格圖。將狀態(tài)圖中的狀態(tài)排開，可以得到卷積碼的網(wǎng)格圖，如圖2-6所示。例如，輸入為1101110，輸出為11010100011001。

(4)生成多項(xiàng)式。定義g1=［g10，g11，g12］，g2=［g20，g21，g22］，則上述結(jié)構(gòu)為g1=7，g2=5，這里用八進(jìn)制表示g1、g2。

圖2-4(7，5)卷積碼樹圖

圖2-5(7，5)卷積碼狀態(tài)圖

圖2-6(7，5)卷積碼網(wǎng)格圖

定義

設(shè)輸入信息b0、b1，b2，…的多項(xiàng)式為M(D)=b0＋b1D＋b2D2＋…，則可以得到輸出：

最終輸出是C1(D)、C2(D)的相同次數(shù)項(xiàng)的排列。

例如，輸入為1101110…，M(D)=1＋D＋D3＋D4＋D5＋…，有C1(D)=1＋D5＋…，C2(D)=1＋D＋D2＋D4＋…，則最后輸出為110101000110…。

可以看到，卷積碼的輸出是輸入序列與g1、g2的卷積。

卷積碼既可以糾正隨機(jī)差錯(cuò)，又可以糾正突發(fā)錯(cuò)誤或這兩種錯(cuò)誤的組合，其編碼實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，但譯碼比編碼困難。其譯碼方法主要有代數(shù)譯碼和概率譯碼。代數(shù)譯碼是根據(jù)卷積碼本身的編碼結(jié)構(gòu)進(jìn)行譯碼的，譯碼時(shí)不考慮信道的統(tǒng)計(jì)特性，屬于硬判決譯碼；概率譯碼是基于信道的統(tǒng)計(jì)特性和卷積碼的特點(diǎn)進(jìn)行譯碼的，屬于軟判決譯碼，典型的算法有維特比譯碼、序列譯碼等。具體譯碼方式在此不再贅述。

盡管卷積碼不如分組碼在理論上研究透徹，分析起來比分組碼更為麻煩，但在許多應(yīng)用場(chǎng)合它與分組碼的性能是不分上下的。卷積碼的優(yōu)點(diǎn)是：譯碼延時(shí)較小、需較少的存儲(chǔ)硬件以及同步丟失不像長(zhǎng)分組碼的系統(tǒng)那樣嚴(yán)重。

4)Turbo碼

將糾正隨機(jī)差錯(cuò)的碼與糾正突發(fā)差錯(cuò)的碼相結(jié)合的處理方式叫做級(jí)聯(lián)。1993年，C.Berrou等人在吸取傳統(tǒng)級(jí)聯(lián)碼的基礎(chǔ)上，基于并行級(jí)聯(lián)的思路，提出了Turbo碼，從而大大提高了編碼效率，同時(shí)使該碼的糾錯(cuò)能力極其接近Shannon定理所規(guī)定的極限能力，因而很快得到了廣泛關(guān)注。

(1)Turbo編碼器。圖2-7(a)給出了兩級(jí)并行級(jí)聯(lián)的Turbo編碼器的結(jié)構(gòu)圖，它是由兩個(gè)結(jié)構(gòu)完全相同的遞歸系統(tǒng)卷積編碼器RSC1和RSC2組成的(與卷積編碼器相比，在RSC中增加了反饋環(huán)路，故稱為遞歸編碼)，信息序列dk在直接被送往信道的同時(shí)，還被送往編碼器RSC1和交織器，這樣可分別得到信息位xk、第一個(gè)校驗(yàn)位y1k和交織后的序列dn。交織后的序列dn又被直接送往編碼器RSC2，從而得到校驗(yàn)位y2k。在刪除截短矩陣功能電路中，對(duì)y1k和y2k進(jìn)行了刪除和截短處理，其輸出yk與xk一同構(gòu)成Turbo碼。

圖2-7典型的Turbo碼編/譯碼器結(jié)構(gòu)圖(a)典型Turbo編碼器；(b)反饋型Turbo迭代譯碼根據(jù)刪除截短矩陣刪取的不同，可以得到不同碼率的Turbo(即R=k/n，k代表信息位數(shù)，n代表并行碼位數(shù))。例如，當(dāng)用2個(gè)R＝1/2RSC作為子碼時(shí)，交替地選取2個(gè)校驗(yàn)序列，即各自選發(fā)一半的數(shù)據(jù)，這樣就構(gòu)成了碼率為1/2的Turbo碼；當(dāng)校驗(yàn)序列全部發(fā)送時(shí)，則得到碼率為1/3的Turbo碼。不同碼率的Turbo碼在性能上存在差異，總的來說，1/3碼率的Turbo碼性能要優(yōu)于1/2碼率的Turbo碼。

(2)Turbo譯碼器。圖2-7(b)給出了一種反饋型Turbo迭代譯碼器的結(jié)構(gòu)圖，它是由兩個(gè)用來對(duì)選定的RSC子碼進(jìn)行譯碼的軟輸入/軟輸出(SISO)子譯碼器組成的。其中z′2k為子譯碼器2輸出的改進(jìn)信息，該信息經(jīng)過去交織器處理后生成z′2n，反饋到子譯碼器1的輸入端，構(gòu)成子譯碼器1所需要的先驗(yàn)信息zk，隨后在子譯碼器1中將根據(jù)所接收的信息序列和第一校驗(yàn)位y1k進(jìn)行處理，其輸出z′1k被送至交織器生成z′1n，并以此作為子譯碼器2的先驗(yàn)信息。經(jīng)過子譯碼器2譯碼，則又可以獲得下一次迭代子譯碼器1所需的先驗(yàn)信息。以此繼續(xù)下去，經(jīng)過多次迭代之后，當(dāng)滿足一定條件(即z′2k大于所設(shè)置的門限值)時(shí)，譯碼器將經(jīng)過去交織器處理后的

送入判決器，經(jīng)過判決便可得到譯碼信號(hào)

。

由此可見，Turbo譯碼器實(shí)現(xiàn)譯碼的關(guān)鍵在于SISO譯碼算法，所采用的算法不同，譯碼的復(fù)雜程度和獲得的譯碼性能就會(huì)不同，因此應(yīng)根據(jù)實(shí)際情況選擇適當(dāng)?shù)淖g碼算法。另外，由于在Turbo碼的編碼過程中融入了交織技術(shù)，因而Turbo碼具有很強(qiáng)的糾錯(cuò)能力和抗衰落能力。據(jù)資料顯示，其糾錯(cuò)能力與子碼碼率、約束長(zhǎng)度以及交織長(zhǎng)度等參數(shù)有關(guān)。因此，Turbo譯碼器也存在譯碼復(fù)雜度大、譯碼延時(shí)長(zhǎng)等缺點(diǎn)。

5)LDPC碼

LDPC(LowDensityParityCheck)碼，即低密度奇偶校驗(yàn)碼，是一種線性分組碼，它通過一個(gè)生成矩陣G將信息序列映射成發(fā)送序列(即碼字序列)。對(duì)于生成矩陣G，完全等效的存在一個(gè)奇偶校驗(yàn)矩陣H，使所有的碼字序列V構(gòu)成了H的零空間，即HVT=0。

LDPC碼的奇偶校驗(yàn)矩陣H是一個(gè)稀疏矩陣，相對(duì)于行與列的長(zhǎng)度(N，M)，校驗(yàn)矩陣每行、每列中非零元素(即行重、列重)的數(shù)目非常小(即低密度)。由于校驗(yàn)矩陣H的稀疏性以及構(gòu)造時(shí)所使用的不同規(guī)則，不同LDPC碼的編碼二分圖(Tanner圖)具有不同的閉合環(huán)路分布。而二分圖中閉合環(huán)路是影響LDPC碼性能的重要因素，它使得LDPC碼在類似可信度傳播(BeliefPropagation)算法的一類迭代譯碼算法下，表現(xiàn)出完全不同的譯碼性能。當(dāng)H的行重和列重保持不變或盡可能地保持均勻時(shí)，則稱之為正則LDPC碼；反之，若列重、行重變化差異較大時(shí)，則稱之為非正則LDPC碼。正確設(shè)計(jì)的非正則LDPC碼的性能要優(yōu)于正則LDPC。根據(jù)校驗(yàn)矩陣H中的元素是屬于伽羅華域GF(2)還是GF(q，q=2p，p為大于1的整數(shù))，還可以將LDPC碼分為二元域或多元域的LDPC碼，多元域LDPC碼的性能要比二元域的好。

總之，LDPC碼具有很多優(yōu)點(diǎn)：具有較低的差錯(cuò)平層特性，可實(shí)現(xiàn)完全的并行操作，譯碼復(fù)雜度低于Turbo碼，適合硬件實(shí)現(xiàn)，吞吐量(即單位時(shí)間內(nèi)進(jìn)入和送出的數(shù)據(jù)總量)大，具有高速譯碼的潛力。因此，LDPC碼很有可能取代Turbo碼而成為B3G(Beyond3Generation)的首選編碼方法。但當(dāng)編碼長(zhǎng)度較短時(shí)，LDPC碼的表現(xiàn)并不盡如人意，這時(shí)候就應(yīng)該選擇其他糾錯(cuò)編碼。因此，IEEE802.16e規(guī)格只將它列為一個(gè)選項(xiàng)。

3.差錯(cuò)控制方式

衛(wèi)星通信信道上既有加性干擾也有乘性干擾。加性干擾由白噪聲引起；乘性干擾由衰落引起。白噪聲將導(dǎo)致傳輸信號(hào)發(fā)生隨機(jī)錯(cuò)誤；而衰落則將導(dǎo)致傳輸信號(hào)發(fā)生突發(fā)錯(cuò)誤。因此在衛(wèi)星通信系統(tǒng)中，對(duì)傳輸信號(hào)必須進(jìn)行差錯(cuò)控制。

所謂差錯(cuò)控制，就是包括信道編碼在內(nèi)的一切糾正錯(cuò)誤的手段。常用的差錯(cuò)控制方式有三種：自動(dòng)重發(fā)請(qǐng)求(ARQ)、前向糾錯(cuò)(FEC)和混合糾錯(cuò)(HEC)。

(1)自動(dòng)重發(fā)請(qǐng)求(ARQ)：收端能發(fā)現(xiàn)錯(cuò)碼，但不能確定錯(cuò)碼的位置；如果有錯(cuò)，則通過反向信道通知發(fā)送端重發(fā)，直到收端認(rèn)為傳輸無錯(cuò)為止。因此，ARQ包括檢錯(cuò)和重發(fā)。由于對(duì)地靜止衛(wèi)星的雙向傳輸延遲比較長(zhǎng)，大約有0.5s以上，因此ARQ適合于對(duì)實(shí)時(shí)性要求不高的業(yè)務(wù)。實(shí)現(xiàn)ARQ的編碼方式有奇偶監(jiān)督碼、行列奇偶監(jiān)督碼、恒比碼和BCH碼等。

ARQ的優(yōu)點(diǎn)是：

①有很低的未檢出差錯(cuò)概率(<<10－10)；

②在任何信道都有效；

③編譯碼器簡(jiǎn)單。

ARQ的缺點(diǎn)是：

①需要反向信道；

②可能存在可變的譯碼延時(shí)；

③數(shù)據(jù)源必須可控，并且需用緩沖寄存器。

(2)前向糾錯(cuò)(FEC)：收端能發(fā)現(xiàn)錯(cuò)碼，并能糾正錯(cuò)碼。實(shí)現(xiàn)FEC的編碼方式有線性分組碼、卷積碼和Turbo碼等。

FEC的優(yōu)點(diǎn)是：

①不需要反向信道。這點(diǎn)特別適合于只能提供單向信道的場(chǎng)合，例如數(shù)據(jù)廣播，而對(duì)于衛(wèi)星通信，設(shè)置反向信道可能是耗費(fèi)較高的措施。

②能獲得恒定的信息流通量。信息流通量是指?jìng)鬏數(shù)男畔⒈忍財(cái)?shù)與總的發(fā)射比特?cái)?shù)之比，在FEC中，它恒等于信息源提供的數(shù)據(jù)速率與傳輸速率之比(即編碼效率r)。

③當(dāng)譯碼器運(yùn)算具有恒定的譯碼延時(shí)時(shí)，能獲得總的恒定時(shí)延。這對(duì)于衛(wèi)星接力鏈路中的終端設(shè)備從比特流中導(dǎo)出定時(shí)和同步信號(hào)是很重要的。

FEC的缺點(diǎn)是：

①編譯碼器復(fù)雜。在需要高可靠性數(shù)據(jù)時(shí)，選擇合適的糾錯(cuò)編碼和譯碼算法可能是一件比較困難的事情，因?yàn)榇蟛糠中诺蓝纪瑫r(shí)呈現(xiàn)獨(dú)立(隨機(jī))差錯(cuò)和突發(fā)差錯(cuò)。

②使用糾錯(cuò)能力強(qiáng)的編碼時(shí)，信息吞吐量會(huì)大大減少。為此，必須考慮碼率的設(shè)計(jì)或自適應(yīng)可變碼率等問題。

③信道傳輸條件的任何惡化，對(duì)接收數(shù)據(jù)的準(zhǔn)確性都會(huì)產(chǎn)生很大的影響。

還有一個(gè)重要的問題是FEC差錯(cuò)控制系統(tǒng)的費(fèi)用與編碼效率有關(guān)。一般來說，編碼的冗余度越高，則編碼效率越低，編碼器和譯碼器的費(fèi)用越高。而且，編碼的約束長(zhǎng)度或分組長(zhǎng)度越長(zhǎng)，譯碼器存儲(chǔ)的數(shù)量和譯碼時(shí)延也越大。

(3)混合糾錯(cuò)(HEC)：它是FEC和ARQ的結(jié)合。收端經(jīng)糾錯(cuò)譯碼后檢測(cè)無錯(cuò)碼，則不再要求發(fā)端重發(fā)；若仍有誤碼，則通過反向信道要求發(fā)端重發(fā)。

以上三種差錯(cuò)控制方式各有特點(diǎn)，可以根據(jù)實(shí)際情況合理選擇。2.1.2調(diào)制技術(shù)

所謂調(diào)制，就是信號(hào)的變換，即在發(fā)送端將傳輸?shù)男盘?hào)(模擬或數(shù)字)變換成適合信道傳輸?shù)母哳l信號(hào)；而解調(diào)是調(diào)制的逆過程，即在接收端將已調(diào)信號(hào)還原成原始信號(hào)。調(diào)制方式分為模擬調(diào)制和數(shù)字調(diào)制兩種。目前，衛(wèi)星通信系統(tǒng)中普遍應(yīng)用數(shù)字調(diào)制，主要有幅移鍵控(ASK)、相移鍵控(PSK)和頻移鍵控(FSK)三種基本方式。衛(wèi)星通信對(duì)于數(shù)字調(diào)制有如下要求：

①不主張采用ASK技術(shù)(抗干擾性差，誤碼率高)；

②選擇盡可能少地占用射頻頻帶，而又能高效利用有限頻帶資源，抗衰落和干擾性能強(qiáng)的調(diào)制技術(shù)；

③采用的調(diào)制信號(hào)的旁瓣應(yīng)較小，以減少相鄰?fù)ǖ乐g的干擾。

為適應(yīng)以上要求，在衛(wèi)星系統(tǒng)中所使用的調(diào)制方式是PSK、FSK和以此為基礎(chǔ)的其它調(diào)制方式。從功率有效角度來看，常用的有四相相移鍵控(QPSK)、偏置四相相移鍵控(OQPSK)、p/4-DQPSK、最小頻移鍵控(MSK)和高斯濾波的最小頻移鍵控(GMSK)；從頻譜有效角度來看，常用的有多進(jìn)制相移鍵控(MPSK)和多進(jìn)制正交振幅調(diào)制(MQAM)。此外，還有格型編碼調(diào)制(TCM)、多載波調(diào)制(MCM)等新技術(shù)也正在衛(wèi)星系統(tǒng)中得到應(yīng)用，下面做一簡(jiǎn)單描述。

1.QPSK調(diào)制和OQPSK調(diào)制

相移鍵控(PSK)是用數(shù)字基帶信號(hào)對(duì)載波相位的控制來傳遞數(shù)字信息的。在模擬通信中，相位調(diào)制和頻率調(diào)制相近。而在數(shù)字通信中，相位調(diào)制則和振幅調(diào)制相近。可以證明：一個(gè)碼元等概率的二相相移鍵控信號(hào)，實(shí)際上相當(dāng)于一個(gè)抑制載波的雙邊帶調(diào)幅信號(hào)。

BPSK(或2PSK)與QPSK和8PSK等MPSK相比，其相位模糊度低，便于解調(diào)，至今仍在很多場(chǎng)合中使用，但其頻譜利用率低；而MPSK具有比BPSK高的頻譜利用率，由于Modem技術(shù)水平的提高，MPSK得以實(shí)際應(yīng)用，從而獲得高的頻譜利用率。

這里先介紹一下BPSK的調(diào)制解調(diào)原理。設(shè)輸入比特流為{an}，an=±1，n=－∞～＋∞，則BPSK的信號(hào)形式為

(2-6)

這里，A、wc分別表示信號(hào)的振幅和角頻率，Tb為輸入數(shù)據(jù)流的比特寬度。

S(t)還可以表示為

(2-7)

即當(dāng)輸入為“＋1”時(shí)，對(duì)應(yīng)的信號(hào)附加相位為“0”；當(dāng)輸入為“－1”時(shí)，對(duì)應(yīng)的信號(hào)附加相位為“p”。

設(shè)g(t)是寬度為Tb的矩形脈沖，其頻譜為G(w)，則BPSK信號(hào)的功率譜為(假定“＋1”和“－1”等概出現(xiàn))：

(2-8)

式中，fc是未調(diào)制的載波頻率。

BPSK調(diào)制可以采用相乘器，也可以采用相位選擇器來實(shí)現(xiàn)，如圖2-8所示。

BPSK可采用相干解調(diào)和差分相干解調(diào)兩種解調(diào)方式，如圖2-9所示。

圖2-8BPSK調(diào)制

圖2-9BPSK的解調(diào)原理

(a)相干解調(diào)；(b)差分相干解調(diào)

QPSK和OQPSK的調(diào)制原理如圖2-10所示。

圖2-10QPSK和OQPSK的信號(hào)產(chǎn)生原理

(a)QPSK信號(hào)的產(chǎn)生；(b)OQPSK信號(hào)的產(chǎn)生假定輸入二進(jìn)制序列為{an}，an=±1，則在kTs≤t≤(k＋1)Ts(Ts=2Tb)的區(qū)間內(nèi)，QPSK調(diào)制器的輸出為(令n=2k＋1)：

(2-9)

式中，qk=±p/4，±3p/4。其相位的星座圖如圖2-11(a)所示。在實(shí)際中，也可以產(chǎn)生qk=0，±p/2，p的QPSK信號(hào)，即將圖2-11(a)的星座旋轉(zhuǎn)45°。比較式(2-6)和式(2-9)可知，在QPSK的碼元速率與BPSK信號(hào)的比特速率相等的情況下，QPSK信號(hào)是兩個(gè)BPSK信號(hào)之和，因而它具有與BPSK信號(hào)相同的頻譜特征和誤比特率性能。

傳統(tǒng)的QPSK有很大的不足，QPSK信號(hào)在其碼元交替處的載波相位往往是突變的。當(dāng)相鄰的兩個(gè)碼元同時(shí)轉(zhuǎn)換時(shí)，會(huì)出現(xiàn)180°的相位跳變。為此可以采用OQPSK，如圖2-10(b)所示。

OQPSK與QPSK類似，不同之處是在正交支路引入了一個(gè)比特(半個(gè)碼元)的時(shí)延，這使得兩個(gè)支路的數(shù)據(jù)不會(huì)同時(shí)發(fā)生變化，因而不可能像QPSK那樣產(chǎn)生180°的相位跳變，而僅能產(chǎn)生90°的相位跳變，如圖2-11(b)所示。因此，OQPSK頻譜旁瓣要低于QPSK信號(hào)的旁瓣。

QPSK和OQPSK調(diào)制與BPSK調(diào)制相同，均可采用相干解調(diào)。

圖2-11QPSK和OQPSK的星座圖和相位轉(zhuǎn)移圖

(a)QPSK；(b)OQPSK

2.p/4-DQPSK調(diào)制

利用載波相位的相對(duì)變化來傳遞信息的PSK稱為差分PSK(DPSK)，如DQPSK是常見的一種。

p/4-DQPSK調(diào)制是對(duì)QPSK信號(hào)的特性進(jìn)行改進(jìn)的一種調(diào)制方式，改進(jìn)之一是將QPSK的最大相位跳變±p降為±3p/4，從而改善了p/4-DQPSK的頻譜特性。改進(jìn)之二是解調(diào)方式，QPSK只能用相干解調(diào)，而p/4-DQPSK既可以采用相干解調(diào)，也可以采用非相干解調(diào)。

p/4-DQPSK調(diào)制器的原理圖如圖2-12所示，輸入數(shù)據(jù)經(jīng)串/并變換之后得到同相支路I和正交支路Q的兩種非歸零脈沖序列SI和SQ。通過差分相位編碼，使得在kTs≤t<(k＋1)Ts時(shí)間內(nèi)(這里Ts是SI和SQ的碼寬，Ts=2Tb)，I支路的信號(hào)Uk和Q支路的信號(hào)Vk發(fā)生相應(yīng)的變化，再分別進(jìn)行正交調(diào)制之后合成為p/4-DQPSK信號(hào)。

設(shè)已調(diào)信號(hào)

Sk(t)=cos(wct＋qk) (2-10)

式中qk為kTs≤t＜(k＋1)Ts之間的附加相位。上式可展開為

Sk(t)=coswctcosqk－sinwctsinqk (2-11)

圖2-12p/4-DQPSK信號(hào)的產(chǎn)生原理圖

當(dāng)前碼元的附加相位qk是前一碼元附加相位qk－1與當(dāng)前碼元相位跳變量Dqk之和，即

qk=qk－1＋Dqk

(2-12)

則

(2-13)

其中，sinqk－1=Vk－1，cosqk－1=Uk－1。式(2-13)可改寫為

(2-14)

這是p/4-DQPSK的一個(gè)基本關(guān)系式。它表明了前一碼元兩正交信號(hào)Uk－1、Vk－1與當(dāng)前碼元兩正交信號(hào)Uk、Vk之間的關(guān)系。它取決于當(dāng)前碼元的相位跳變量Dqk，而當(dāng)前碼元的相位跳變量Dqk則又取決于差分相位編碼器的輸入碼組SI、SQ，它們的關(guān)系如表2-3所示。

表2-3p/4-DQPSK的相位跳變規(guī)則

上述規(guī)則決定了在碼元轉(zhuǎn)換時(shí)刻的相位跳變量只有±p/4和±3p/4四種取值。p/4-DQPSK的相位關(guān)系如圖2-13所示，從圖中可以看出信號(hào)相位必定在圖2-13中的“○”組和“■”組之間跳變。即在相鄰碼元之間，僅會(huì)出現(xiàn)從“○”組到“■”組(或從“■”組到“○”組)相位點(diǎn)的跳變，而不會(huì)在同組內(nèi)跳變。同時(shí)也可以看到，Uk和Vk只能有0、±1/2、±1五種取值，分別對(duì)應(yīng)于圖2-13中八個(gè)相位點(diǎn)的坐標(biāo)值。

p/4-DQPSK信號(hào)可以采用相干檢測(cè)、差分檢測(cè)和鑒頻器檢測(cè)。從其調(diào)制方法可以看出，所傳輸?shù)男畔ㄔ趦蓚€(gè)相鄰的載波相位差之中，因此可以采用易于用硬件實(shí)現(xiàn)的非相干差分檢波，如基帶差分檢測(cè)、中頻差分檢測(cè)。圖2-14是中頻差分解調(diào)的原理圖。

圖2-13p/4-DQPSK的相位關(guān)系

圖2-14p/4-DQPSK中頻差分解調(diào)設(shè)信號(hào)接收中頻信號(hào)為

(2-15)

解調(diào)器把輸入中頻(頻率等于f0)p/4-DQPSK信號(hào)s(t)分成兩路：一路是s(t)和它的延遲一個(gè)碼元的信號(hào)s(t－Ts)相乘得WI(t)；另一路則是s(t－Ts)和s(t)移相p/2后相乘得WQ(t)。即：

(2-16)

設(shè)w0Ts=2np(n為正整數(shù))，經(jīng)過低通濾波器后，得到低頻分量X(t)、Y(t)，抽樣得：

(2-17)

因此可做如下判決：

當(dāng)Xk>0時(shí)，可判決

；當(dāng)Xk<0時(shí)，可判決

。

當(dāng)Yk>0時(shí)，可判決

；當(dāng)Yk<0時(shí)，可判決

。

3.MSK調(diào)制和GMSK調(diào)制

1)MSK調(diào)制

由于OQPSK調(diào)制方式消除了180°的載波相位變化，因而使它在功率和頻帶利用方面都優(yōu)越于QPSK。但是它并沒有從根本上消除碼元間存在的載波相位跳變，所以對(duì)頻帶的利用仍不夠理想。近年來發(fā)展了一種相位連續(xù)的頻移鍵控(CPFSK)方式，對(duì)于緩和碼間相位跳變、降低頻帶要求是十分有利的。

最小頻移鍵控(MSK)就是CPFSK的一種特殊形式，其頻差是滿足兩個(gè)頻率相互正交(即相關(guān)函數(shù)等于0)的最小頻差，并要求其信號(hào)的相位連續(xù)，最小頻差Df＝f2－f1＝1/(2Tb)(這里，f1、f2分別為2FSK信號(hào)的兩個(gè)頻率，Tb為比特寬度，亦即碼元寬度)，調(diào)制指數(shù)或頻移指數(shù)為h＝Df/(1/Tb)=0.5，且f1=fc－Df/2=fc－1/(4Tb)，f2=fc＋Df/2=fc＋1/(4Tb)(這里，fc為載波頻率，wc=

2pfc)，即頻移等于碼元速率的1/4。

MSK的信號(hào)表達(dá)式為

(2-18)式中，xk是為了保證t=kTb時(shí)相位連續(xù)而加入的相位常量，取值為±1的非歸零(NRZ)信號(hào)。

設(shè)

，令

jk=wct＋qk

(2-19)

為了保持相位連續(xù)，在t=kTb時(shí)應(yīng)有

(2-20)

將式(2-19)代入式(2-20)可得：

(2-21)

若令x0=0，則xk=0或±p(模2p)，k=0，1，2，…。該式表明本比特內(nèi)的相位常數(shù)不僅與本比特區(qū)間的輸入有關(guān)，還與前一個(gè)比特區(qū)間內(nèi)的輸入及相位常數(shù)有關(guān)。

在給定輸入序列｛ak｝情況下，MSK的相位軌跡如圖2-15所示。各種可能的輸入序列所對(duì)應(yīng)的所有可能的路徑如圖2-16所示。

圖2-15MSK的相位軌跡

圖2-16MSK的可能相位軌跡

MSK信號(hào)可表示成正交調(diào)制形式，即對(duì)式(2-18)進(jìn)行三角運(yùn)算后可以得到：

(2-22)

MSK信號(hào)的正交調(diào)制方法如圖2-17(a)所示。當(dāng)然，MSK信號(hào)也可以將非歸零的二進(jìn)制序列直接送入FM調(diào)制器中來產(chǎn)生。這里要求FM調(diào)制器的調(diào)制指數(shù)為0.5。MSK信號(hào)的正交解調(diào)如圖2-17(b)所示。

由此可見，MSK的優(yōu)點(diǎn)主要有兩個(gè)：第一是徹底消除了相位跳變；第二是實(shí)現(xiàn)自同步比較簡(jiǎn)單。

圖2-17MSK正交調(diào)制與正交解調(diào)框圖

2)GMSK調(diào)制

盡管MSK信號(hào)已具有較好的頻譜和誤比特率性能，但仍不能滿足一定的應(yīng)用要求，比如移動(dòng)衛(wèi)星通信中要求信號(hào)的功率譜在相鄰頻道的取值(即鄰道輻射)低于主瓣峰值60dB。而MSK信號(hào)理論譜的第一旁瓣僅衰減了約30dB，這是因?yàn)镸SK信號(hào)的相位路徑雖然是連續(xù)的，但卻有尖角。這就要求在保持MSK基本特性的基礎(chǔ)上，采用預(yù)調(diào)制濾波器對(duì)MSK的帶外頻譜特性進(jìn)行改進(jìn)，使其衰減速度加快。

為了有效地抑制MSK信號(hào)外的輻射，并保證經(jīng)過預(yù)調(diào)制濾波后的已調(diào)信號(hào)能采用簡(jiǎn)單的MSK相干解調(diào)方法，預(yù)調(diào)制濾波器必須具備三個(gè)特點(diǎn)：第一，帶寬窄并陡峭截止，以抑制高頻分量；第二，沖擊相應(yīng)的過沖較小，以防止過大的瞬時(shí)頻偏；第三，濾波器輸出脈沖的面積是一個(gè)常量，該常量對(duì)應(yīng)的一個(gè)比特內(nèi)的載波相移為p/2，以保證調(diào)制指數(shù)為0.5。

由于高斯低通濾波器具備上述特性，因此高斯濾波最小頻移鍵控(GMSK)就是通過在MSK調(diào)制器前加入高斯低通濾波器而產(chǎn)生的，如圖2-18所示。其調(diào)制原理就是先對(duì)非歸零矩形波基帶信號(hào)進(jìn)行預(yù)濾波，然后再進(jìn)行MSK調(diào)制。

圖2-18GMSK調(diào)制示意圖經(jīng)GMSK調(diào)制后的信號(hào)表達(dá)式為

(2-23)

GMSK的相位軌跡如圖2-19所示。

從圖2-19中還可以看出，GMSK是通過引入可控的碼間干擾(即部分響應(yīng)波形)來達(dá)到平滑相位路徑的目的的，它消除了MSK相位路徑在碼元轉(zhuǎn)換時(shí)刻的相位轉(zhuǎn)折點(diǎn)。其信號(hào)在一碼元周期內(nèi)的相位增量，不像MSK那樣固定為±p/2，而是隨著輸入序列的不同而不同。

圖2-19GMSK的相位軌跡

GMSK調(diào)制器有兩種實(shí)現(xiàn)方案：一種是正交調(diào)制；另一種是直接調(diào)頻，即用調(diào)制指數(shù)h=0.5的FM調(diào)制器作為MSK調(diào)制器。而GMSK信號(hào)解調(diào)也有兩種方案：一種是相干解調(diào)，即采用與MSK一樣的正交相干解調(diào)電路；另一種是非相干解調(diào)，其中有差分解調(diào)和鑒頻解調(diào)兩種方式。這里不再詳細(xì)論述。

3)功率有效調(diào)制信號(hào)的頻譜特性和誤碼性能

下面主要介紹一下QPSK和MSK兩類調(diào)制信號(hào)的頻譜特性和誤碼性能。

QPSK頻譜為

(2-24)

式中，CA2為1W電阻上的信號(hào)功率，Ts=2Tb是碼元持續(xù)時(shí)間。由于DQPSK和OQPSK均不會(huì)改變功率譜密度，因此上式也代表了DQPSK和OQPSK調(diào)制系統(tǒng)的功率譜。

與QPSK和OQPSK的情況相類似，可以推斷出，已調(diào)MSK信號(hào)的頻譜等于I和Q兩個(gè)基帶信號(hào)疊加并經(jīng)過頻率搬移后的功率譜，因此

(2-25)

式中，Pc為已調(diào)信號(hào)的功率。

由于碼元之間載波相位連續(xù)，因此MSK信號(hào)的頻譜邊帶比QPSK、OQPSK收斂更迅速。盡管QPSK有一個(gè)比較窄的(3dB)帶寬，但邊帶的收斂速度仍小于MSK。QPSK以1/f2規(guī)律(見式(2-24))下降，而MSK以1/f4規(guī)律下降，這是它的一個(gè)突出優(yōu)點(diǎn)。圖2-20給出了MSK和QPSK的等效基帶功率譜密度曲線。對(duì)于GMSK信號(hào)，其頻譜邊帶比MSK收斂還要迅速。

圖2-20MSK和QPSK的等效基帶功率譜密度曲線采用相干解調(diào)時(shí)，BPSK、QPSK、OQPSK和MSK的誤比特率特性相同，計(jì)算公式如下：

(2-26)

式中，

。

MSK與DQPSK的性能一樣，達(dá)到與BPSK一樣的抗干擾性能，這是因?yàn)镸SK加了相位約束條件，實(shí)際是一種相位編碼，通過連續(xù)相位調(diào)制和相位編碼的結(jié)合達(dá)到改善頻譜效率和抗干擾性能。此外，當(dāng)采用非相干解調(diào)時(shí)，它們的抗噪聲性能均劣于相干解調(diào)。

4.QAM調(diào)制

上面討論的QPSK和MSK等調(diào)制方式，其實(shí)際系統(tǒng)的頻譜利用率都小于2(b/s)/Hz。大部分運(yùn)行的衛(wèi)星系統(tǒng)是功率受限的系統(tǒng)，也就是說，其可能提供的每比特能量與噪聲密度之比(Eb/n0)不足以使那些頻譜效率大于2(b/s)/Hz的調(diào)制解調(diào)器良好地工作，因?yàn)檫@些調(diào)制解調(diào)器要求有較高的Eb/n0值。

由于無線頻譜日趨擁擠，加之?dāng)?shù)字衛(wèi)星通信的廣泛應(yīng)用，因此迫切要求改進(jìn)頻譜利用技術(shù)。正交振幅調(diào)制(QAM)就是BPSK、QPSK調(diào)制的進(jìn)一步推廣，它是通過相位和振幅的聯(lián)合控制，得到更高頻譜效率的一種調(diào)制方式，可以在限定的頻帶內(nèi)傳輸更高速率的數(shù)據(jù)。

QAM的一般形式為

y(t)=Amcoswct＋Bmsinwct 0≤t<Ts

(2-27)

式(2-27)由兩個(gè)相互正交的載波構(gòu)成，每個(gè)載波被一組離散的振幅{Am}、{Bm}所調(diào)制，故稱這種調(diào)制方式為正交振幅調(diào)制。式中Ts為碼元寬度，m＝1，2，…，M，這里M為Am和Bm的電平數(shù)。

QAM中的振幅Am和Bm可以表示為

(2-28)

式中，A是固定的振幅，(dm，em)由輸入數(shù)據(jù)確定。(dm，em)決定了已調(diào)QAM信號(hào)在信號(hào)空間中的坐標(biāo)點(diǎn)。

QAM的調(diào)制和相干解調(diào)框圖如圖2-21所示。在調(diào)制端，輸入數(shù)據(jù)經(jīng)過串/并變換后分為兩路，分別經(jīng)過2電平到L電平的變換，形成Am和Bm。為了抑制已調(diào)信號(hào)的帶外輻射，Am和Bm還要經(jīng)過預(yù)調(diào)制低通濾波器，才分別與相互正交的各路載波相乘。最后將兩路信號(hào)相加就可以得到已調(diào)輸出信號(hào)y(t)。

圖2-21QAM調(diào)制解調(diào)原理框圖

(a)QAM調(diào)制框圖；(b)QAM解調(diào)框圖在接收端，輸入信號(hào)與本地恢復(fù)的兩個(gè)正交載波信號(hào)相乘以后，經(jīng)過低通濾波器、多電平判決、L電平到2電平變換，再經(jīng)過并/串變換就得到輸出數(shù)據(jù)。

對(duì)QAM調(diào)制而言，如何設(shè)計(jì)QAM信號(hào)的結(jié)構(gòu)不僅影響到已調(diào)信號(hào)的功率譜特性，而且影響已調(diào)信號(hào)的解調(diào)及其性能。常用的設(shè)計(jì)準(zhǔn)則是在信號(hào)功率相同的條件下，選擇信號(hào)空間中信號(hào)點(diǎn)之間距離最大的信號(hào)結(jié)構(gòu)，當(dāng)然還要考慮解調(diào)的復(fù)雜性。

作為例子，圖2-22是在限定信號(hào)點(diǎn)數(shù)目M＝8，要求這些信號(hào)點(diǎn)僅取兩種振幅值，且信號(hào)點(diǎn)之間的最小距離為2A的條件下，得到的幾種信號(hào)空間結(jié)構(gòu)。

在所有信號(hào)點(diǎn)等概出現(xiàn)的情況下，平均發(fā)射信號(hào)功率為

(2-29)

圖2-22中(a)～(d)的平均功率分別為6A2、6A2、6.83A2和4.73A2。因此，在相等的信號(hào)功率條件下，圖2-22(d)中的最小信號(hào)距離最大，其次為圖2-22(a)和(b)，圖2-22(c)中的最小信號(hào)距離最小。

在實(shí)際中，常用的一種QAM的信號(hào)空間如圖2-23所示。這種星座稱為方型QAM星座。

圖2-228QAM的信號(hào)空間

圖2-23方型QAM星座

(a)4QAM；(b)16QAM；(c)64QAM對(duì)于方型QAM來說，它可以看成是兩個(gè)脈沖振幅調(diào)制信號(hào)之和，因此利用脈沖振幅調(diào)制的分析結(jié)果，可以得到M進(jìn)制QAM的誤碼率為

(2-30)

式中，k為每個(gè)碼元內(nèi)的比特?cái)?shù)，k=lbM，gb為每比特的平均信噪比(Eb/n0)。其計(jì)算結(jié)果如圖2-24所示。

圖2-24M進(jìn)制方型QAM的誤碼率曲線為了改善方型QAM的接收性能，還可以采用星型的QAM星座，如圖2-25所示。將十六進(jìn)制方型QAM和十六進(jìn)制星型QAM進(jìn)行比較，可以發(fā)現(xiàn)，星型QAM的振幅環(huán)由方型的3個(gè)減少為2個(gè)，相位由12種減少為8種，這將有利于接收端的自動(dòng)增益控制和載波相位跟蹤。

圖2-25M進(jìn)制星型QAM星座圖(a)4QAM；(b)16QAM；(c)64QAM

5.格型編碼調(diào)制(TCM)

在傳統(tǒng)上，數(shù)字調(diào)制與糾錯(cuò)編碼是獨(dú)立設(shè)計(jì)的。糾錯(cuò)編碼需要冗余度，而編碼增益依靠降低信息傳輸效率來獲得。在限帶信道中，則可通過加大調(diào)制信號(hào)來為糾錯(cuò)編碼提供所需的冗余度，以避免信息傳輸速率因糾錯(cuò)編碼的加入而降低。但若調(diào)制和編碼仍按傳統(tǒng)的相互獨(dú)立的方法設(shè)計(jì)，則不能得到滿意的結(jié)果。為此可以將數(shù)字調(diào)制與糾錯(cuò)編碼相結(jié)合形成調(diào)制編碼技術(shù)，這樣可以兼顧有效性和可靠性。格型編碼調(diào)制(Trellis

Coded

Modulation，TCM)正是根據(jù)這一思路提出的一種調(diào)制編碼技術(shù)，它打破了調(diào)制與編碼的界限，利用信號(hào)空間狀態(tài)的冗余度實(shí)現(xiàn)糾錯(cuò)編碼，以實(shí)現(xiàn)信息的高速率、高性能傳輸。

下面以一個(gè)簡(jiǎn)單的例子來說明TCM技術(shù)的基本概念及具體實(shí)現(xiàn)。如果在QAM方式中傳輸速率為14.4kb/s的數(shù)據(jù)信號(hào)，則在發(fā)送端需將串行數(shù)據(jù)的每6bit分為一組，即6bit碼元組，這6bit碼元組的碼元速率，即調(diào)制速率為2400波特。顯然，這6bit碼元組合成星座點(diǎn)數(shù)是26=64個(gè)，這時(shí)的信號(hào)點(diǎn)間隔，即判決區(qū)間將變得很小。在這種情況下，由于傳輸干擾的影響，一個(gè)星座點(diǎn)會(huì)很容易變?yōu)橄噜彽牧硪粋€(gè)星座點(diǎn)而錯(cuò)碼。為了減少這種誤碼的可能性，TCM采用了一種編碼器，該編碼器是二進(jìn)制卷積碼編碼器，這個(gè)編碼器就設(shè)置于調(diào)制器中，設(shè)置位置如圖2-26所示。

圖2-26TCM示意圖從圖2-26中可以看出，在調(diào)制器中的串/并變換輸出的6bit中取2bit進(jìn)入卷積碼編碼器，經(jīng)編碼器編碼，加入冗余度后輸出變?yōu)?bit，這3bit與原來的4bit組成7bit碼元。這7bit碼元的組合共有128種狀態(tài)，但通過信號(hào)點(diǎn)形成器時(shí)，只選擇其中的一部分信號(hào)點(diǎn)用做信號(hào)傳輸。這里的信號(hào)點(diǎn)的選擇有兩點(diǎn)考慮：一是用歐氏距離替代漢明距離(碼組中的最小碼距)選擇最佳信號(hào)星座，使所選擇的碼字集合具有最大的自由距離；二是后面所選的信號(hào)點(diǎn)與前面所選的信號(hào)點(diǎn)有一定的規(guī)則關(guān)系，即相繼信號(hào)的選定引入某種依賴性，因而只有某些信號(hào)序列才是允許出現(xiàn)的，而這些允許出現(xiàn)的信號(hào)序列可以采用網(wǎng)格圖來描述，所以稱為網(wǎng)格編碼調(diào)制。正是由于這種前后信號(hào)點(diǎn)的選擇具有一定的規(guī)則關(guān)系，因此在解調(diào)時(shí)不光是檢測(cè)本信號(hào)的參數(shù)，還要觀測(cè)其前面信號(hào)所經(jīng)歷的路由，判決時(shí)不只簡(jiǎn)單判決該信號(hào)點(diǎn)，還必須符合某確定路由，才能確定該點(diǎn)是否為所求的信號(hào)點(diǎn)。如果傳輸過程受到干擾，并引起信號(hào)點(diǎn)移位，接收機(jī)將比較所有與觀測(cè)點(diǎn)有關(guān)的那些點(diǎn)，并選擇最靠近觀測(cè)點(diǎn)的路由所確定的最終信號(hào)點(diǎn)為所求的信號(hào)點(diǎn)，從而恢復(fù)出原數(shù)據(jù)信息碼。這種解調(diào)方式稱為軟判決維特比譯碼解調(diào)。

這種采用卷積編碼的網(wǎng)格編碼調(diào)制和采用軟判決維特比譯碼技術(shù)的解調(diào)可獲得3～6dB的信噪比增益。TCM技術(shù)已使話帶調(diào)制解調(diào)器的傳輸速率達(dá)14.4kb/s、28.8kb/s和33.6kb/s，已接近Shannon定理所規(guī)定的信道容量極限。

值得一提的是，TCM及其改進(jìn)形式(如多路TCM)都是編碼調(diào)制的一種類型，而另一種類型是分組編碼調(diào)制(BlockCodedModulation，BCM)及其改進(jìn)形式(如多路BCM)，即用分組編碼代替TCM中的卷積編碼。其譯碼算法比較簡(jiǎn)單，且延時(shí)短；其編碼增益與分組碼的結(jié)構(gòu)有關(guān)。此外，BCM的編碼也可以采用網(wǎng)格圖方式來實(shí)現(xiàn)，此時(shí)則應(yīng)采用維特比譯碼算法。

6．多載波調(diào)制(MCM)

多載波調(diào)制(Multi-carrierModulation，MCM)的原理是將被傳輸?shù)臄?shù)據(jù)流劃分為M個(gè)子數(shù)據(jù)流，每個(gè)子數(shù)據(jù)流的傳輸速率將為原數(shù)據(jù)流的1/M，然后用這些子數(shù)據(jù)流去并行調(diào)制M個(gè)載波。MCM的優(yōu)點(diǎn)是能夠有效地抵抗移動(dòng)信道的時(shí)間彌散性。

根據(jù)MCM實(shí)現(xiàn)方式的不同，可將其分為不同的種類，如多音實(shí)現(xiàn)MCM(MultitoneRealizationMCM)、正交頻分復(fù)用(OFDM)MCM、多載波碼分復(fù)用(MC-CDM)MCM和編碼MCM(CodedMCM)。這里只介紹OFDM方式。

正交頻分復(fù)用(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing，OFDM)是近年來備受關(guān)注的一種多載波調(diào)制方式。由于調(diào)制后信號(hào)的各個(gè)子載波是相互正交的，因此稱為正交復(fù)用。OFDM以減少和消除碼間串?dāng)_(ISI)的影響來克服信道的頻率選擇性衰落。目前提出的OFDM方法有濾波法、偏置QAM法(OQAM)和DFT法等。下面介紹利用DFT方法實(shí)現(xiàn)OFDM的原理。

假設(shè)M個(gè)復(fù)符號(hào)的數(shù)據(jù)塊為{a1，a2，…，aM}，經(jīng)過DFT后可以得到M個(gè)復(fù)變量，即

(2-31)式中，fm＝m/(MTs)＝m/T0(T0＝MTs，Ts是碼元寬度，T0是M個(gè)碼元的寬度)，tn＝nTs。

式(2-31)樣值以時(shí)隙Ts送入低通濾波器，輸出信號(hào)可近似地表示為

(2-32)

其中：

(2-33)可以認(rèn)為u(t)是一個(gè)頻分復(fù)用的信號(hào)，載波頻率為fm＝m/T0(m＝1，2，…，M)。

對(duì)u(t)進(jìn)行傅立葉變換，其結(jié)果為

(2-34)

其中，G(f)是g(t)的傅立葉變換，零點(diǎn)位于f＝1/T0，2/T0，…。

(2-35)

G(f－fm)的零點(diǎn)間隔與G(f)相同，這樣排列的頻譜使OFDM的子信道是相互正交的，而OFDM的全譜則近乎平坦。

由此可見，在發(fā)送端，每個(gè)子數(shù)據(jù)流的DFT譜都是正弦函數(shù)，即sinx/x，并分布在各個(gè)子帶。在接收端，可以用相關(guān)技術(shù)來分離正交信號(hào)。

OFDM不是包絡(luò)恒定的調(diào)制方式，其峰值功率比平均功率要大得多。二者的比值取決于信道的星座圖和脈沖成形濾波器的滾降系數(shù)a。例如a＝0.115時(shí)，峰值功率與平均功率之比在99.99％的時(shí)間里大約為7dB。另外，由于OFDM使用了多個(gè)載波，因此，當(dāng)通過非線性放大器時(shí)，會(huì)降低它的抗誤碼性能。

OFDM的優(yōu)點(diǎn)之一是能將寬帶的、具有頻率選擇性衰落的信道轉(zhuǎn)換為幾個(gè)窄帶的、具有頻率非選擇性衰落的子信道，子載波的數(shù)目取決于信道帶寬、吞吐量和碼元寬度，每個(gè)OFDM子信道的調(diào)制方式可以根據(jù)帶寬和功率的需求進(jìn)行選擇。

如何提高衛(wèi)星系統(tǒng)通信容量和傳輸性能，這是人們普遍關(guān)注的重要問題。由于大規(guī)模集成電路的迅速發(fā)展，使得信號(hào)處理技術(shù)在衛(wèi)星通信領(lǐng)域取得巨大的進(jìn)展。目前，數(shù)字話音內(nèi)插(DSI)、回波控制和語音編碼已成為衛(wèi)星通信中的三大最基本的信號(hào)處理技術(shù)。采用數(shù)字話音內(nèi)插(DSI)技術(shù)，可使傳輸效率提高一倍以上；在具有長(zhǎng)延時(shí)的衛(wèi)星鏈路中采用回波控制技術(shù)，可以削弱或抵消回波的影響；采用語音編碼技術(shù)，可以以更低的傳輸速率(≤16kb/s)傳輸語音。本小節(jié)將對(duì)其基本概念和原理分別做簡(jiǎn)單的介紹。2.2信號(hào)處理技術(shù)2.2.1數(shù)字話音內(nèi)插

由于兩個(gè)人通過線路進(jìn)行雙工通話時(shí)，總是一方講話，而另一方在聽，因而只有一個(gè)方向的話路中有話音信號(hào)，而相反方向的話路則處于空閑狀態(tài)，且講話人還有講話中斷的時(shí)間，所以即使在一個(gè)方向的話路中，也只有一部分時(shí)間存在話音信號(hào)。據(jù)統(tǒng)計(jì)，一個(gè)單向話路實(shí)際傳送話音的平均時(shí)間百分比，即平均話音激活率，通常只有40%左右。這就是說，給通話者所分配的話路，在任一時(shí)刻，既可能有話音信號(hào)，也可能處于空閑狀態(tài)。如果設(shè)法僅僅在有話音的時(shí)間內(nèi)給通話者分配話路，而在空閑時(shí)間將話路分配給另外的用戶，就是所謂的“話音內(nèi)插”。在話音信號(hào)數(shù)字化以后，完成這種操作是很容易的。當(dāng)然，只有對(duì)于話路數(shù)相當(dāng)多的系統(tǒng)，這種及時(shí)的線路調(diào)配才更有意義。

數(shù)字話音內(nèi)插(DSI)技術(shù)包括時(shí)分話音內(nèi)插(TASI)和話音預(yù)測(cè)編碼(SPEC)兩種方式。時(shí)分話音內(nèi)插(TASI)是利用呼叫之間的間隙、聽話而未說話以及說話停頓的空閑時(shí)間，把空閑的通路暫時(shí)分配給其他的用戶，以此來提高通道的利用率，提高系統(tǒng)的通信容量。而話音預(yù)測(cè)編碼(SPEC)是當(dāng)某一時(shí)刻的樣值與前一個(gè)時(shí)刻樣值的PCM編碼有不可預(yù)測(cè)的明顯差異時(shí)，才發(fā)送該時(shí)刻的碼組，否則不發(fā)送，這樣便減少了需要傳送的碼組數(shù)量，以便有更多的通道可供其他用戶使用，以此提高系統(tǒng)的通信容量。

1.時(shí)分話音內(nèi)插技術(shù)

1)TASI系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

數(shù)字式TASI系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)原理方框圖如圖2-27所示，其中包括話音檢測(cè)器、話音存儲(chǔ)器、分配狀態(tài)寄存器、分配信號(hào)產(chǎn)生器和延遲電路。這些部件完成的功能是：輸入的n路話音經(jīng)PCM編碼后構(gòu)成時(shí)分復(fù)用信號(hào)，在一幀內(nèi)，n個(gè)話路經(jīng)話音存儲(chǔ)器與TDM格式的m個(gè)輸出話路連接。

圖2-27數(shù)字式TASI系統(tǒng)的原理方框圖發(fā)送端的話音檢測(cè)器用來依次檢測(cè)各話路是否“工作”，即有無話音信號(hào)。當(dāng)檢測(cè)到的電平高于門限電平時(shí)，判斷為有話音，否則，判斷為無話音。門限電平的選定是該部件的關(guān)鍵問題。若門限電平能隨線路上噪聲電平的變化自動(dòng)地快速調(diào)節(jié)，則可大大減少由于線路噪聲所引起的錯(cuò)誤檢測(cè)

分配狀態(tài)寄存器存有任一瞬間的輸入話路與輸出話路的連接狀態(tài)及各輸入話路的工作狀態(tài)。

分配信號(hào)產(chǎn)生器用來每隔一幀時(shí)間在分配話路時(shí)隙內(nèi)發(fā)出一個(gè)分配信號(hào)，以傳遞話路間連接狀態(tài)的信息，以便使收端根據(jù)這一信息恢復(fù)數(shù)字話音信號(hào)。

由于話音檢測(cè)及話路分配需要一定的時(shí)間，并且新的連接信息應(yīng)在該組信碼存入話音存儲(chǔ)器之前送入分配狀態(tài)寄存器，故在話音存儲(chǔ)器輸入端接了延時(shí)電路，其延遲時(shí)間大約為16ms。

2)數(shù)字TASI的工作過程

在發(fā)送端，話音檢測(cè)器依次對(duì)各輸入話路的工作狀態(tài)加以識(shí)別，判斷它們是否有話音信號(hào)通過。當(dāng)話路中有話音信號(hào)通過時(shí)，立即通知分配處理機(jī)，并由其分配狀態(tài)寄存器在“記錄”中進(jìn)行搜尋。如果需要為其分配一條輸出通道，則立即為其尋找一條空閑的輸出通道。當(dāng)尋找到這樣一條輸出通道時(shí)，分配處理機(jī)就發(fā)出指令，把經(jīng)延遲電路時(shí)延后的該通道信碼存儲(chǔ)到話音存儲(chǔ)器內(nèi)相對(duì)應(yīng)的需與之相連接的輸出通道單元中，并在分配給該輸出通道的時(shí)間位置“讀出”該信碼，同時(shí)將輸入通道和與之相連的輸出通道的一切新連接信息通知分配狀態(tài)寄存器和分配信號(hào)產(chǎn)生器。如果此話路一直處于講話狀態(tài)，則直至通話完畢時(shí)，才再次改變分配狀態(tài)寄存器的記錄。

在接收端，當(dāng)數(shù)字TASI接收設(shè)備收到擴(kuò)展后的信碼時(shí)，分配處理機(jī)則根據(jù)收到的分配信號(hào)更新收端分配狀態(tài)寄存器的“分配表”，并將各組話音信碼分別存到收端話音存儲(chǔ)器的有關(guān)單元中，再依次在特定的時(shí)間位置進(jìn)行“讀操作”，恢復(fù)出符合TDM幀格式的原n路信號(hào)，供PCM解調(diào)器使用。

3)分配信息的發(fā)送

分配信息發(fā)送方式有兩種：一種是只發(fā)送最新的連接狀態(tài)信息；另一種是發(fā)送全部連接狀態(tài)信息。目前的衛(wèi)星系統(tǒng)常使用第二種方式。當(dāng)系統(tǒng)是用發(fā)送全部連接狀態(tài)信息來完成分配信息的傳遞任務(wù)時(shí)，無論系統(tǒng)的分配信息如何發(fā)生變化，它只負(fù)責(zé)在一個(gè)分配信息周期中實(shí)時(shí)地傳送所有連接狀態(tài)信息，因此其設(shè)備比較簡(jiǎn)單。但在分配話路時(shí)，如發(fā)生誤碼的話，就很容易出現(xiàn)錯(cuò)接的現(xiàn)象。相比起來，系統(tǒng)中只發(fā)送最新連接狀態(tài)信息的方式誤碼較小。

2.話音預(yù)測(cè)編碼

圖2-28為SPEC發(fā)端的原理圖，其工作過程如下：

(1)在發(fā)送端，話音檢測(cè)器依次對(duì)輸入的采用TDM復(fù)用格式的n個(gè)通道編碼碼組進(jìn)行檢測(cè)，當(dāng)有話音編碼輸入時(shí)，則打開傳送門，將此編碼碼組送至中間幀存儲(chǔ)器和零級(jí)預(yù)測(cè)器；否則傳送門仍保持關(guān)閉狀態(tài)。時(shí)延電路提供約5ms時(shí)延時(shí)間，正好與話音檢測(cè)所允許的時(shí)間相同。

圖2-28SPEC發(fā)端的原理圖

(2)零級(jí)預(yù)測(cè)器將預(yù)測(cè)幀存儲(chǔ)器中所存儲(chǔ)的上一次取樣時(shí)刻通過該通道的那一組編碼與剛收到的碼組進(jìn)行比較，并計(jì)算出它們的差值。如果差值小于或等于某一個(gè)規(guī)定值，則認(rèn)為剛收到的碼組為可預(yù)測(cè)碼組，并將其除去；如果差值大于某一個(gè)規(guī)定值，則認(rèn)為剛收到的碼組為不可預(yù)測(cè)碼組，隨后將其送入預(yù)測(cè)幀存儲(chǔ)器，并代替先前的一個(gè)碼組，作為下次比較時(shí)的參考碼組。

(3)與此同時(shí)，又將此碼組寫入發(fā)送幀存儲(chǔ)器，并在規(guī)定時(shí)間進(jìn)行讀操作。其中的發(fā)送幀存儲(chǔ)器是雙緩沖寄存器，一半讀出時(shí)另一半寫入，這樣便可以不斷地將信碼送至輸出合路器。

(4)在零級(jí)預(yù)測(cè)器中，各次比較的情況被編成分配碼(SAW)，如可預(yù)測(cè)用“0”表示，而不可預(yù)測(cè)則用“1”表示。這樣每一個(gè)通道便用1bit標(biāo)示出來，總共有n個(gè)通道。當(dāng)n個(gè)比特被送到合路器時(shí)，便構(gòu)成“分配通道”和“m個(gè)輸出通道”的結(jié)構(gòu)，并被送入衛(wèi)星鏈路。

(5)在接收端，根據(jù)所接收到的“分配通道”和“m個(gè)輸出通道”的結(jié)構(gòu)，可恢復(fù)出原發(fā)端輸入的n通道的TDM幀結(jié)構(gòu)。

在SPEC方式中，同樣也存在競(jìng)爭(zhēng)問題，有可能出現(xiàn)本來應(yīng)發(fā)而未發(fā)的現(xiàn)象，而接收端卻按先前一碼組的內(nèi)容進(jìn)行讀操作，致使信噪比下降。設(shè)計(jì)中一般以信噪比下降不超過0.5dB來確定DSI增益n/m。實(shí)際上，只有當(dāng)m較小時(shí)，采用SPEC方式時(shí)的DSI增益才稍大于采用TASI方式時(shí)的DSI增益。2.2.2回波控制

1.產(chǎn)生回波的原因

回波可以分