電力電子技術第七章PWM控制技術.ppt

第7章 PWM控制技術 7.1 PWM控制的基本原理 7.2 PWM逆變電路及其控制方法 7.3 PWM跟蹤控制技術,2/60,引言,PWM（Pulse Width Modulation）控制就是對脈沖的寬度進行調制的技術，即通過對一系列脈沖的寬度進行調制，來等效地獲得所需要波形（含形狀和幅值）。 第5章的直流斬波電路實際上采用的就是PWM技術，第6章中涉及到PWM控制技術的地方有兩處，一處是第6.1節(jié)中的斬控式交流調壓電路，另一處是第6.4節(jié)矩陣式變頻電路。 PWM控制技術在逆變電路中的應用最為廣泛，對逆變電路的影響也最為深刻，現(xiàn)在大量應用的逆變電路中，絕大部分都是PWM型逆變電路。,3/60,7.1 PWM控制的基本原理,面積等效原理 是PWM控制技術的重要理論基礎。 原理內容：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時，其效果基本相同。 沖量即指窄脈沖的面積。 效果基本相同，是指環(huán)節(jié)的輸出響應波形基本相同。 如果把各輸出波形用傅里葉變換分析，則其低頻段非常接近，僅在高頻段略有差異。 實例 將圖7-1a、b、c、d所示的脈沖作為輸入，加在圖7-2a所示的R-L電路上，設其電流i(t)為電路的輸出，圖7-2b給出了不同窄脈沖時i(t)的響應波形。,圖7-1 形狀不同而沖量相同的各種窄脈沖,圖7-2 沖量相同的各種窄脈沖的響應波形,4/60,7.1 PWM控制的基本原理,用PWM波代替正弦半波 將正弦半波看成是由N個彼此相連的脈沖寬度為/N，但幅值頂部是曲線且大小按正弦規(guī)律變化的脈沖序列組成的。 把上述脈沖序列利用相同數(shù)量的等幅而不等寬的矩形脈沖代替，使矩形脈沖的中點和相應正弦波部分的中點重合，且使矩形脈沖和相應的正弦波部分面積（沖量）相等，這就是PWM波形。 對于正弦波的負半周，也可以用同樣的方法得到PWM波形。 脈沖的寬度按正弦規(guī)律變化而和正弦波等效的PWM波形，也稱SPWM（Sinusoidal PWM）波形。 PWM波形可分為等幅PWM波和不等幅PWM波兩種，由直流電源產生的PWM波通常是等幅PWM波。 基于等效面積原理，PWM波形還可以等效成其他所需要的波形，如等效所需要的非正弦交流波形等。,圖7-3 用PWM波代替正弦半波,5/60,7.2 PWM逆變電路及其控制方法,7.2.1 計算法和調制法 7.2.2 異步調制和同步調制 7.2.3 規(guī)則采樣法 7.2.4 PWM逆變電路的諧波分析,6/60,7.2.1 計算法和調制法,計算法 根據(jù)逆變電路的正弦波輸出頻率、幅值和半個周期內的脈沖數(shù)，將PWM波形中各脈沖的寬度和間隔準確計算出來，按照計算結果控制逆變電路中各開關器件的通斷，就可以得到所需要的PWM波形，這種方法稱之為計算法。 計算法是很繁瑣的，當需要輸出的正弦波的頻率、幅值或相位變化時，結果都要變化。 調制法 把希望輸出的波形作為調制信號，把接受調制的信號作為載波，通過信號波的調制得到所期望的PWM波形。 通常采用等腰三角波或鋸齒波作為載波，其中等腰三角波應用最多。,7/60,7.2.1 計算法和調制法,圖7-4 單相橋式PWM逆變電路,單相橋式PWM逆變電路（調制法） 電路工作過程 工作時V1和V2通斷互補，V3和V4通斷也互補，比如在uo正半周，V1導通，V2關斷，V3和V4交替通斷。 負載電流比電壓滯后，在電壓正半周，電流有一段區(qū)間為正，一段區(qū)間為負。 在負載電流為正的區(qū)間，V1和V4導通時，uo=Ud。 V4關斷時，負載電流通過V1和VD3續(xù)流，uo=0。 在負載電流為負的區(qū)間，仍為V1和V4導通時，因io為負，故io實際上從VD1和VD4流過，仍有uo=Ud。 V4關斷，V3開通后，io從V3和VD1續(xù)流，uo=0。 uo總可以得到Ud和零兩種電平。 在uo的負半周，讓V2保持通態(tài)，V1保持斷態(tài)，V3和V4交替通斷，負載電壓uo可以得到-Ud和零兩種電平。,阻感負載,8/60,7.2.1 計算法和調制法,圖7-4 單相橋式PWM逆變電路,圖7-5 單極性PWM控制方式波形,單極性PWM控制方式 調制信號ur為正弦波，載波uc在ur的正半周為正極性的三角波，在ur的負半周為負極性的三角波。 在ur的正半周，V1保持通態(tài)，V2保持斷態(tài)。 當uruc時使V4導通，V3關斷， uo=Ud。 當uruc時使V3關斷，V4導通， uo=0。,9/60,7.2.1 計算法和調制法,圖7-4 單相橋式PWM逆變電路,圖7-6 雙極性PWM控制方式波形,雙極性PWM控制方式 在調制信號ur和載波信號uc的交點時刻控制各開關器件的通斷。 在ur的半個周期內，三角波載波有正有負，所得的PWM波也是有正有負，在ur的一個周期內，輸出的PWM波只有Ud兩種電平。 在ur的正負半周，對各開關器件的控制規(guī)律相同。 當uruc時，V1和V4導通，V2和V3關斷，這時如io0，則V1和V4通，如io0，則VD2和VD3通，不管哪種情況都是uo=-Ud。,10/60,7.2.1 計算法和調制法,圖7-7 三相橋式PWM型逆變電路,圖7-8 三相橋式PWM逆變電路波形,三相橋式PWM逆變電路（調制法） 采用雙極性控制方式。 U、V和W三相的PWM控制通常公用一個三角波載波uc，三相的調制信號urU、urV和urW依次相差120。,11/60,7.2.1 計算法和調制法,電路工作過程（U相為例） 當urUuc時，上橋臂V1導通，下橋臂V4關斷，則U相相對于直流電源假想中點N的輸出電壓uUN=Ud/2。 當urUuc時，V4導通，V1關斷，則uUN=-Ud/2。 V1和V4的驅動信號始終是互補的。 當給V1(V4)加導通信號時，可能是V1(V4)導通，也可能是二極管VD1(VD4)續(xù)流導通，這要由阻感負載中電流的方向來決定。 uUN、uVN和uWN的PWM波形都只有Ud/2兩種電平。,圖7-7 三相橋式PWM型逆變電路,圖7-8 三相橋式PWM逆變電路波形,12/60,7.2.1 計算法和調制法,圖7-7 三相橋式PWM型逆變電路,圖7-8 三相橋式PWM逆變電路波形,輸出線電壓PWM波由Ud和0三種電平構成。 當臂1和6導通時，uUV=Ud。 當臂3和4導通時，uUV=Ud。 當臂1和3或臂4和6導通時，uUV=0。 負載相電壓uUN可由下式求得,負載相電壓的PWM波由(2/3)Ud、(1/3)Ud和0共5種電平組成。,為了防止上下兩個臂直通而造成短路，在上下兩臂通斷切換時要留一小段上下臂都施加關斷信號的死區(qū)時間。,13/60,7.2.1 計算法和調制法,圖7-9 特定諧波消去法的輸出PWM波形,特定諧波消去法 是計算法中一種較有代表性的方法。 如果在輸出電壓半個周期內開關器件開通和關斷各k次，考慮到PWM波四分之一周期對稱，共有k個開關時刻可以控制，除去用一個自由度來控制基波幅值外，可以消去k1個頻率的特定諧波。 以三相橋式PWM型逆變電路中的uUN波形為例 在輸出電壓的半個周期內，器件開通和關斷各3次（不包括0和時刻），共有6個開關時刻可以控制。,14/60,7.2.1 計算法和調制法,為了消除偶次諧波，應使波形正負兩半周期鏡對稱，即,為了消除諧波中的余弦項，簡化計算過程，應使波形在正半周期內前后1/4周期以/2為軸線對稱，即,同時滿足式(7-1)和式(7-2)的波形稱為四分之一周期對稱波形，這種波形可用傅里葉級數(shù)表示為,式中，an為,(7-1),(7-2),(7-3),15/60,7.2.1 計算法和調制法,圖7-9 特定諧波消去法的輸出PWM波形,因為圖7-9的波形是四分之一周期對稱的，所以在一個周期內的12個開關時刻（不包括0和時刻）中，能夠獨立控制的只有1、2和3共3個時刻，該波形的an為,(7-4),16/60,7.2.1 計算法和調制法,在三相對稱電路的線電壓中，相電壓所含的3次諧波相互抵消，因此通?？梢钥紤]消去5次和7次諧波，根據(jù)需要確定基波分量a1的值，再令a5和a7等于0，就可以建立三個方程，聯(lián)立可求得1、2和3。,這樣可以消去兩種特定頻率的諧波，對于給定的基波幅值a1，求解上述方程可得一組1、2和3，基波幅值a1改變時，1、2和3也相應地改變。,(7-5),17/60,7.2.2 異步調制和同步調制,載波頻率fc與調制信號頻率fr之比N= fc/fr稱為載波比，根據(jù)載波和信號波是否同步及載波比的變化情況，PWM調制方式可分為異步調制和同步調制兩種。 異步調制 載波信號和調制信號不保持同步的調制方式稱為異步調制。 通常保持載波頻率fc固定不變，因而當信號波頻率fr變化時，載波比N是變化的。 在信號波的半個周期內，PWM波的脈沖個數(shù)不固定，相位也不固定，正負半周期的脈沖不對稱，半周期內前后1/4周期的脈沖也不對稱。 當fr較低時，N較大，一周期內脈沖數(shù)較多，脈沖不對稱產生的不利影響都較小，PWM波形接近正弦波。 當fr增高時，N減小，一周期內的脈沖數(shù)減少，PWM脈沖不對稱的影響就變大，輸出PWM波和正弦波的差異變大，對于三相PWM型逆變電路來說，三相輸出的對稱性也變差。 在采用異步調制方式時，希望采用較高的載波頻率，以使在信號波頻率較高時仍能保持較大的載波比。,18/60,7.2.2 異步調制和同步調制,圖7-10 同步調制三相PWM波形,同步調制 載波比N等于常數(shù)，并在變頻時使載波和信號波保持同步的方式稱為同步調制。 fr變化時載波比N不變，信號波一個周期內輸出的脈沖數(shù)是固定的，脈沖相位也是固定的。 在三相PWM逆變電路中，通常公用一個三角波載波，為了使三相輸出波形嚴格對稱和一相的PWM波正負半周鏡對稱，取N為3的整數(shù)倍且為奇數(shù)。 當逆變電路輸出頻率很低時，同步調制時的fc也很低，fc過低時由調制帶來的諧波不易濾除，當負載為電動機時也會帶來較大的轉矩脈動和噪聲；當逆變電路輸出頻率很高時，同步調制時的fc會過高，使開關器件難以承受。,19/60,7.2.2 異步調制和同步調制,圖7-11 分段同步調制方式舉例,分段同步調制 把fr范圍劃分成若干個頻段，每個頻段內都保持載波比N為恒定，不同頻段的載波比不同。 在fr高的頻段采用較低的載波比，以使fc不致過高，限制在功率開關器件允許的范圍內。 在fr低的頻段采用較高的載波比，以使fc不致過低而對負載產生不利影響。 為了防止fc在切換點附近的來回跳動，在各頻率切換點采用了滯后切換的方法。 有的裝置在低頻輸出時采用異步調制方式，而在高頻輸出時切換到同步調制方式，這樣可以把兩者的優(yōu)點結合起來，和分段同步方式的效果接近。,實線表示輸出頻率增高時的切換頻率,虛線表示輸出頻率降低時的切換頻率,20/60,7.2.3 規(guī)則采樣法,圖7-12 規(guī)則采樣法,在正弦波和三角波的自然交點時刻控制功率開關器件的通斷，這種生成SPWM波形的方法稱為自然采樣法。 規(guī)則采樣法 是一種應用較廣的工程實用方法，其效果接近自然采樣法，但計算量卻比自然采樣法小得多。 方法說明 取三角波兩個正峰值之間為一個采樣周期Tc，使每個脈沖的中點都以相應的三角波中點（即負峰點）為對稱。 在三角波的負峰時刻tD對正弦信號波采樣而得到D點，過D點作一水平直線和三角波分別交于A點和B點，在A點時刻tA和B點時刻tB控制功率開關器件的通斷。 可以看出，用這種規(guī)則采樣法得到的脈沖寬度和用自然采樣法得到的脈沖寬度非常接近。,21/60,7.2.3 規(guī)則采樣法,圖7-12 規(guī)則采樣法,和的確定 設正弦調制信號波為,式中，a稱為調制度，0a1；r為正弦信號波角頻率，從圖7-12中可得如下關系式,因此可得,脈沖兩邊的間隙寬度為,(7-6),(7-7),22/60,7.2.3 規(guī)則采樣法,三相橋式逆變電路 通常三相的三角波載波是公用的，三相正弦調制波的相位依次相差120。 設在同一三角波周期內三相的脈沖寬度分別為U、V和W，脈沖兩邊的間隙寬度分別為U、V和W，由于在同一時刻三相正弦調制波電壓之和為零，故由式(7-6)可得,同樣，由式(7-7)可得,利用式(7-8)、式(7-9)可以簡化生成三相SPWM波形時的計算。,(7-8),(7-9),23/60,7.2.4 PWM逆變電路的諧波分析,載波對正弦信號波調制，會產生和載波有關的諧波分量，這些諧波分量的頻率和幅值是衡量PWM逆變電路性能的重要指標之一。 雙極性SPWM波形的諧波分析 同步調制可以看成異步調制的特殊情況，因此只分析異步調制方式。 分析方法 以載波周期為基礎，再利用貝塞爾函數(shù)可以推導出PWM波的傅里葉級數(shù)表達式。 這種分析過程相當復雜，而其結論卻是很簡單而直觀的。,24/60,7.2.4 PWM逆變電路的諧波分析,單相橋式PWM逆變電路 所包含的諧波角頻率為,式中，n=1,3,5,時，k=0,2,4, ；n=2,4,6,時，k=1,3,5, ,其PWM波中不含有低次諧波，只含有角頻率為c及其附近的諧波，以及2c、3c等及其附近的諧波。 幅值最高影響最大的是角頻率為c的諧波分量。,(7-10),圖7-13 單相PWM橋式逆變電路輸出電壓頻譜圖,25/60,7.2.4 PWM逆變電路的諧波分析,三相橋式PWM逆變電路 分析應用較多的公用載波信號時的情況，在其輸出線電壓中，所包含的諧波角頻率為,式中，n=1,3,5,時，k=3(2m-1)1，m=1,2,；n=2,4,6, 時，,不含低次諧波。,載波角頻率c整數(shù)倍的諧波沒有了，諧波中幅值較高的是c2r和2cr。,(7-11),圖7-14 三相橋式PWM逆變電路輸出線電壓頻譜圖,26/60,7.2.4 PWM逆變電路的諧波分析,諧波分析小結 在實際電路中，由于采樣時刻的誤差以及為避免同一相上下橋臂直通而設置的死區(qū)的影響，諧波的分布情況將更為復雜，諧波含量比理想條件下要多一些，甚至還會出現(xiàn)少量的低次諧波。 SPWM波形中所含的諧波主要是角頻率為c、2c及其附近的諧波，一般情況下cr，是很容易濾除的。 當調制信號波不是正弦波，而是其它波形時，其諧波由兩部分組成，一部分是對信號波本身進行諧波分析所得的結果，另一部分是由于信號波對載波的調制而產生的諧波。,27/60,7.3 PWM跟蹤控制技術,7.3.1 滯環(huán)比較方式 7.3.2 三角波比較方式,28/60,7.3.1 滯環(huán)比較方式,圖7-24 滯環(huán)比較方式電流跟蹤控制舉例,圖7-25 滯環(huán)比較方式的指令電流和輸出電流,跟蹤控制方法：把希望輸出的電流或電壓波形作為指令信號，把實際電流或電壓波形作為反饋信號，通過兩者的瞬時值比較來決定逆變電路各功率開關器件的通斷，使實際的輸出跟蹤指令信號變化 滯環(huán)比較方式 電流跟蹤控制應用最多。 PWM電流跟蹤控制單相半橋式逆變電路 把指令電流i*和實際輸出電流i的偏差i*-i作為帶有滯環(huán)特性的比較器的輸入，通過其輸出來控制功率器件V1和V2的通斷。,電抗器,29/60,7.3.1 滯環(huán)比較方式,控制規(guī)律 當V1（或VD1）導通時，i增大。 當V2（或VD2）導通時，i減小。 通過環(huán)寬為2I的滯環(huán)比較器的控制，i就在i*+I和i*-I的范圍內，呈鋸齒狀地跟蹤指令電流i*。 環(huán)寬過寬時，開關頻率低，跟蹤誤差大；環(huán)寬過窄時，跟蹤誤差小，但開關頻率過高，開關損耗增大。 L大時，i的變化率小，跟蹤慢；L小時，i的變化率大，開關頻率過高。,圖7-24 滯環(huán)比較方式電流跟蹤控制舉例,圖7-25 滯環(huán)比較方式的指令電流和輸出電流,30/60,7.3.1 滯環(huán)比較方式,圖7-26 三相電流跟蹤型PWM逆變電路,圖7-25 滯環(huán)比較方式的指令電流和輸出電流,三相電流跟蹤型PWM逆變電路 由三個單相半橋電路組成，三相電流指令信號i*U、i*V和i*W依次相差120。 在線電壓的正半周和負半周內，都有極性相反的脈沖輸出，這將使輸出電壓中的諧波分量增大，也使負載的諧波損耗增加。 采用滯環(huán)比較方式的電流跟蹤型PWM變流電路有如下特點 硬件電路簡單。 實時控制，電流響應快。 不用載波，輸出電壓波形中不含特定頻率的諧波。 和計算法及調制法相比，相同開關頻率時輸出電流中高次諧波含量多。 屬于閉環(huán)控制，是各種跟蹤型PWM變流電路的共同特點。,31/60,7.3.1 滯環(huán)比較方式,圖7-28 電壓跟蹤控制電路舉例,電壓跟蹤控制 把指令電壓u*和輸出電壓u進行比較，濾除偏差信號中的諧波，濾波器的輸出送入滯環(huán)比較器，由比較器輸出控制開關器件的通斷，從而實現(xiàn)電壓跟蹤控制。 輸出電壓PWM波形中含大量高次諧波，必須用適當?shù)臑V波器濾除。 u*=0時，輸出電壓u為頻率較高的矩形波，相當于一個自勵振蕩電路。 u*為直流信號時，u產生直流偏移，變?yōu)檎撁}沖寬度不等，正寬負窄或正窄負寬的矩形波。 u*為交流信號時，只要其頻率遠低于上述自勵振蕩頻率，從u中濾除由器件通斷產生的高次諧波后，所得的波形就幾乎和u* 相同，從而實現(xiàn)電壓跟蹤控制。,32/60,7.3.2 三角波比較方式,圖7-29 三角波比較方式電流跟蹤型逆變電路,三角波比較方式 把指令電流i*U、i*V和i*W和逆變電路實際輸出的電流iU、iV、iW進行比較，求出偏差電流，通過放大器A放大后，再去和三角波進行比較，產生PWM波形。 放大器A通常具有比例積分特性或比例特性，其系數(shù)直接影響著逆變電路的電流跟蹤特性。 特點 開關頻率固定，等于載波頻率，高頻濾波器設計方便。 為改善輸出電壓波形，三角波載波常用三相三角波載波。 和滯環(huán)比較控制方式相比，這種控制方式輸出電流所含的諧波少。,33/60,7.3.2 三角波比較方式,定時比較方式 不用滯環(huán)比較器，而是設置一個固定的時鐘。 以固定的采樣周期對指令信號和被控制變量進行采樣，并根據(jù)二者偏差的極性來控制變