第五章 頻率響應(yīng)特性.ppt

第五章頻率響應(yīng)特性 5 1頻率響應(yīng)的概念5 2單級(jí)共射放大器的高頻響應(yīng)5 3共集電路的高頻響應(yīng)5 4共基電路的高頻響應(yīng)5 5差分放大器的頻率響應(yīng)5 6場(chǎng)效應(yīng)管放大器的高頻響應(yīng)5 7放大器的低頻響應(yīng)5 8多級(jí)放大器的頻率響應(yīng)5 9建立時(shí)間tr與上限頻率fH的關(guān)系5 10舉例及計(jì)算機(jī)仿真 5 1頻率響應(yīng)的概念 5 1 1頻率失真及不失真條件一 頻率失真我們知道 待放大的信號(hào) 如語(yǔ)音信號(hào) 電視信號(hào) 生物電信號(hào)等等 都不是簡(jiǎn)單的單頻信號(hào) 它們都是由許多不同相位 不同頻率分量組成的復(fù)雜信號(hào) 占有一定的頻寬 頻率失真包括以下兩種情況幅度頻率失真如圖5 1 a 所示 若某待放大的信號(hào)是由基波 1 和三次諧波 3 1 所組成 如果放大器對(duì)三次諧波的放大倍數(shù)小于對(duì)基波的放大倍數(shù) 那么放大后的信號(hào)各頻率分量的大小比例將不同于輸入信號(hào)而產(chǎn)生失真 相位頻率失真如果放大器存在電抗元件使基波和三次諧波產(chǎn)生了不同的時(shí)延 則放大后的信號(hào)各頻率分量的相位關(guān)系將不同于輸入信號(hào)而產(chǎn)生失真 二 線性失真和非線性失真頻率失真屬于線性失真 線性失真和非線性失真都會(huì)使輸出信號(hào)產(chǎn)生畸變 但兩者有許多不同點(diǎn) 1 起因不同線性失真由電路中的線性電抗元件引起 非線性失真由電路中的非線性元件引起 如晶體管或場(chǎng)效應(yīng)管的特性曲線的非線性等 2 結(jié)果不同線性失真是使信號(hào)中各頻率分量的大小比例關(guān)系和時(shí)間關(guān)系發(fā)生了變化 或是濾掉了某些頻率分量的失真 但在輸出信號(hào)中不產(chǎn)生輸入信號(hào)中所沒(méi)有的新的頻率分量 三 不失真條件 理想頻率響應(yīng)綜上所述 若放大器對(duì)所有不同頻率分量信號(hào)的放大倍數(shù)相同 延遲時(shí)間也相同 那么就不產(chǎn)生頻率失真 故不產(chǎn)生頻率失真的條件為式 5 2 5 1 5 2a 5 2b 圖5 2給出了不產(chǎn)生線性失真的振幅頻率響應(yīng)和相位頻率響應(yīng) 稱之為理想頻率響應(yīng) 圖5 2理想頻率響應(yīng) a 理想振幅頻率響應(yīng) b 理想相位頻率響應(yīng) 5 1 2實(shí)際的頻率特性及通頻帶定義實(shí)際的振幅頻率特性一般如圖5 3所示 在低頻和高頻區(qū)放大倍數(shù)有所下降 而中間一段比較平坦 為分析方便起見(jiàn) 人們將實(shí)際的振幅頻率響應(yīng)劃分為三個(gè)區(qū)域 即中頻區(qū) 低頻區(qū)和高頻區(qū) 并定義上限頻率fH 下限頻率fL以及通頻帶BW 以便定量表征頻率響應(yīng)的實(shí)際狀況 對(duì)于直接耦合放大器 其下限頻率為零 圖5 3實(shí)際的放大器幅頻響應(yīng) 5 3 5 4 5 5 5 6 5 7 5 2單級(jí)共射放大器的高頻響應(yīng) 5 2 1晶體管的頻率參數(shù)和高頻等效電路一 晶體管的高頻等效電路在第二章中 我們學(xué)習(xí)過(guò)晶體管的結(jié)電容包括勢(shì)壘電容和擴(kuò)散電容 發(fā)射結(jié)正向偏置時(shí) 擴(kuò)散電容成分較大 記為Cb e 而集電結(jié)為反向偏置 勢(shì)壘電容起主要作用 記為Cb c 在高頻區(qū) 這些電容呈現(xiàn)的阻抗較小 其對(duì)電流的分流作用不可忽略 考慮這些極間電容影響后的高頻混合 小信號(hào)等效電路如圖5 4所示 圖5 4晶體管的高頻小信號(hào)混合 等效電路 二 晶體管的高頻參數(shù)1 共射短路電流放大系數(shù) j 及其上限頻率f 由于電容Cb e的影響 值將是頻率的函數(shù) 根據(jù) 的定義 5 8 5 9 P45 2 32 5 11 j 的頻率特性如圖5 5所示 圖5 5 j 與頻率f的關(guān)系曲線 2 特征頻率fT特征頻率fT定義為 j 下降到1所對(duì)應(yīng)的頻率 如圖5 5所示 當(dāng)f fT時(shí) 5 12 3 共基短路電流放大系數(shù) j 及f 因?yàn)?5 13 5 2 2共射放大器的高頻響應(yīng)分析一 共射放大器的高頻小信號(hào)等效電路圖5 6 a 所示的共射放大器的晶體三極管用其高頻小信號(hào) 模型代替得交流等效電路如圖5 6 b 所示 該電路中Cb c跨接在輸入回路和輸出回路之間 使高頻響應(yīng)的估算變得復(fù)雜化 所以首先應(yīng)用密勒定理將其作單向化近似 圖5 6 a 共射放大器電路 圖5 6 b 共射放大器的高頻小信號(hào)等效電路 設(shè)RB1 RB2 Rs忽略 二 密勒定理以及高頻等效電路的單向化模型密勒定理給出了網(wǎng)絡(luò)的一種等效變換關(guān)系 它可以將跨接在網(wǎng)絡(luò)輸入端與輸出端之間的阻抗分別等效為并接在輸入端與輸出端的阻抗 如圖5 7 a 所示 阻抗Z跨接在網(wǎng)絡(luò)N的輸入端與輸出端之間 則等效到輸入端的阻抗Z1為 圖5 7密勒定理及等效阻抗 a 原電路 I1 I2 圖5 7密勒定理及等效阻抗 b 等效后的電路 I1 I2 5 14 5 15 5 16 5 17 5 19a 5 18 5 19b 5 20 5 21 5 22 利用圖5 8 b 的單向化簡(jiǎn)化模型 我們很快可以估算出電路的頻率響應(yīng)和上限頻率fH 單向化簡(jiǎn)化模型參數(shù) 圖5 8密勒等效后的單向化等效電路 a 單向化模型 b 進(jìn)一步的簡(jiǎn)化等效電路 三 放大器高頻增益表達(dá)式及上限頻率由圖5 8 b 可見(jiàn) 5 23 5 24 為中頻增益 5 25a 5 25b 5 26 5 27 5 28 其中 為附加相移 根據(jù)式 5 26 5 27 畫(huà)出單級(jí)共射放大器的幅頻特性和相頻特性分別如圖5 9 a b 所示 在半功率點(diǎn)處對(duì)應(yīng)的附加相移為 45 而當(dāng)頻率f 10fH以后 附加相移趨向于最大值 90 圖5 9考慮管子極間電容影響后的共射放大器頻率響應(yīng) a 幅頻特性 b 相頻特性 c 幅頻特性波特圖 d 相頻特性波特圖 四 頻率特性的波特圖近似表示法將式 5 24 用對(duì)數(shù)頻率響應(yīng)來(lái)表示 即 五 負(fù)載電容和分布電容對(duì)高頻響應(yīng)的影響令式 5 24 中的Aus j 為A us j Uo為U o H為 H1 如圖5 10 b 所示 圖5 10包含負(fù)載電容CL的電路及等效電路 a 電路 b 等效電路 5 29 5 31 5 30 5 32 5 33 如果 H2 H1 則 H H1 圖5 11同時(shí)考慮Ci和CL影響的波特圖 六 結(jié)果討論通過(guò)以上分析 為我們?cè)O(shè)計(jì)寬帶放大器提供了依據(jù) 1 選擇晶體管的依據(jù) 2 信號(hào)源內(nèi)阻Rs對(duì)高頻特性的影響 3 關(guān)于集電極負(fù)載電阻RC的選擇原則 4 注意負(fù)載電容CL對(duì)高頻特性的影響 圖5 12插入共集電路以減小Rs大 CL大對(duì)fH的不良影響 5 3共集電路的高頻響應(yīng) 共集電路如圖5 13 a 所示 這里 我們有意將基區(qū)體電阻rbb 拉出來(lái) 并將Cb c及Cb e這兩個(gè)對(duì)高頻響應(yīng)有影響的電容標(biāo)于圖中 與共射電路對(duì)比 我們有理由說(shuō) 共集電路的高頻響應(yīng)比共射電路要好得多 即fH CC fH CE 圖5 13共集電路高頻響應(yīng)的討論 a 電路 b 高頻交流通路及密勒等效 一 Cb c的影響由于共集電路集電極直接連接到電源UCC 所以Cb c相當(dāng)于接在內(nèi)基極 b 和 地 之間 不存在共射電路中的密勒倍增效應(yīng) 因?yàn)镃b c本身很小 零點(diǎn)幾 幾pF 只要源電阻Rs及rbb 較小 Cb c對(duì)高頻響應(yīng)的影響就很小 二 Cb e的影響這是一個(gè)跨接在輸入端與輸出端的電容 利用密勒定理將其等效到輸入端 如圖5 13 b 所示 則密勒等效電容CM為 5 34 A u為共集電路的電壓增益 是接近于1的正值 故CM Cb e 三 CL的影響 5 35 只要源電阻Rs較小 工作點(diǎn)電流ICQ 較大 則Ro可以做到很小 所以時(shí)常數(shù)RoCL很小 fH2很高 因此說(shuō)共集電路有很強(qiáng)的承受容性負(fù)載的能力 5 4共基電路的高頻響應(yīng) 共基電路如圖5 14所示 我們來(lái)考察晶體管電容Cb e和Cb c以及負(fù)載電容CL對(duì)高頻響應(yīng)的影響 圖5 14共基電路高頻響應(yīng)的討論 a 電路 b 高頻交流通路 圖5 14共基電路高頻響應(yīng)的討論 a 電路 b 高頻交流通路 一 Cb e的影響由圖可見(jiàn) 如果忽略rbb 的影響 則Cb e直接接于輸入端 輸入電容Ci Cb e 不存在密勒倍增效應(yīng) 且與Cb c無(wú)關(guān) 所以 共基電路的輸入電容比共射電路的小得多 而且共基電路的輸入電阻Ri re 26mV ICQ 也非常小 因此 共基電路輸入回路的時(shí)常數(shù)很小 fH1很高 理論分析的結(jié)果fH1 fT 二 Cb c及CL的影響如圖5 14 b 所示 如果忽略rbb 的影響 則Cb c直接接到輸出端 也不存在密勒倍增效應(yīng) 輸出端總電容為Cb c CL 此時(shí) 輸出回路時(shí)常數(shù)為R o Cb c CL 輸出回路決定的fH2為 5 36 三 共射 共基級(jí)聯(lián)的高頻響應(yīng)如圖5 15所示 圖5 15共射 共基級(jí)聯(lián)放大器 圖5 16共射 共基差分寬帶集成放大器電路 CA3040 5 5差分放大器的頻率響應(yīng) 差分放大器的頻率響應(yīng)與單管放大器沒(méi)有本質(zhì)上的區(qū)別 如圖5 17 a 所示 對(duì)于差模信號(hào)來(lái)說(shuō)可用 半電路 來(lái)分析 其 半電路 如圖5 17 b 所示 根據(jù)前面對(duì)共射放大器高頻響應(yīng)的分析可知 差分放大器雙端輸出的高頻增益表達(dá)式為 5 37 圖5 17差分放大器電路 a 差分放大器電路 b 半電路 圖5 19所示的電路 是一種單端輸出的差分放大器 其具有較寬的頻帶 因?yàn)樗鼘?shí)際上是共集 共基組態(tài)放大器 而共集 共基電路的上限頻率都較共射高 所以總的上限頻率主要受負(fù)載RC和CL的制約 5 38 5 39 圖5 18共集 共基組態(tài)差分放大器 圖5 19用于集成電路輸入級(jí)的共集 共基 5 6場(chǎng)效應(yīng)管放大器的高頻響應(yīng) 5 6 1場(chǎng)效應(yīng)管的高頻小信號(hào)等效電路無(wú)論是MOS管或結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)管 其高頻小信號(hào)等效電路都可以用圖5 20所示的模型表示 圖中 Cgs表示柵 源間的極間電容 Cgd表示柵 漏間的極間電容 Cds表示漏 源間的極間電容 圖5 20場(chǎng)效應(yīng)管的高頻小信號(hào)等效電路 5 6 2場(chǎng)效應(yīng)管放大器的高頻響應(yīng)典型的場(chǎng)效應(yīng)管共源放大器電路如圖5 21 a 所示 其高頻小信號(hào)等效電路如圖5 21 b 所示 圖5 21場(chǎng)效應(yīng)管放大器及其高頻小信號(hào)等效電路 a 放大電路 b 等效電路 圖5 21場(chǎng)效應(yīng)管放大器及其高頻小信號(hào)等效電路 a 放大電路 b 等效電路 由圖5 21 b 可見(jiàn) Cgd是跨接在放大器輸入端和輸出端之間的電容 應(yīng)用密勒定理作單向化處理 可將Cgd分別等效到輸入端 用CM表示 和輸出端 用C M表示 如圖5 22所示 其中 5 40 5 41 圖5 22場(chǎng)效應(yīng)管共源放大器單向化模型 5 42 5 43 5 44 5 45 5 46 上述分析結(jié)果顯示 1 要提高fH 必須選擇Cgs Cgd Cds小的管子 2 fH高和AuIs大是一對(duì)矛盾 所以在選擇RD時(shí)要兼顧fH和AuIs的要求 3 由于Ci Cgs CM 的存在 希望有恒壓源激勵(lì) 即要求源電阻Rs小 共漏電路 共柵電路以及場(chǎng)效應(yīng)管差分放大器的高頻響應(yīng)分析方法和晶體管電路的十分相似 在此不予重復(fù) 5 7放大器的低頻響應(yīng) 5 7 1阻容耦合放大器的低頻等效電路阻容耦合共射放大器電路如圖5 23 a 所示 在低頻區(qū) 隨著頻率的下降 電容C1 C2 CE呈現(xiàn)的阻抗增大 其分壓作用不可忽視 故畫(huà)出低頻等效電路如圖5 23 b 所示 圖5 23 c 中 將gm直接接地 對(duì)輸出電壓和增益的計(jì)算不會(huì)有影響 圖5 23阻容耦合共射放大器及其低頻等效電路 圖5 23阻容耦合共射放大器及其低頻等效電路 圖5 23阻容耦合共射放大器及其低頻等效電路 5 7 2阻容耦合放大器低頻響應(yīng)分析由圖5 23 c 可見(jiàn) 因?yàn)橛術(shù)m的隔離作用 C2對(duì)頻率特性的影響與輸入回路無(wú)關(guān) 可以單獨(dú)計(jì)算 這樣 在討論C1 CE對(duì)低頻特性的影響時(shí)可設(shè)C2短路 反之 在討論C2對(duì)低頻特性的影響時(shí) 可視C1 CE短路 一 C1 E對(duì)低頻特性的影響如圖5 23 c 所示 將隨頻率的下降而下降 一般電路能滿足條件 5 47 5 48 5 49 5 50 5 51 5 52 定性畫(huà)出低頻增益的幅頻特性和相頻特性如圖5 24 可見(jiàn) C1 CE的作用使放大器的低頻響應(yīng)下降 其下限角頻率 L1反比于時(shí)常數(shù) Rs rbe C 當(dāng) L1時(shí) 附加相移為 45 其最大附加相移為 90 5 53 5 54 圖5 24阻容耦合放大器C1及CE引入的低頻響應(yīng) 圖5 25C2對(duì)低頻響應(yīng)影響的等效電路 二 C2對(duì)低頻響應(yīng)的影響如前所述 在考慮C2的影響時(shí) 忽略C1 CE對(duì)低頻響應(yīng)的作用 為分析方便起見(jiàn) 將低頻等效電路改畫(huà)為圖5 25所示 可見(jiàn) 5 55 5 56 中頻源增益 C2引入的下限角頻率 5 57 5 58 5 59 5 60 三 討論 1 C1 E C2越大 下限頻率越低 低頻失真越小 附加相移也將會(huì)減小 2 因?yàn)镃E等效到基極回路時(shí)要除以 1 所以若要求CE對(duì) L1的影響與C1相同 需要求取CE 1 C1 所以射極旁路電容的取值往往比C1要大得多 3 工作點(diǎn)越低 輸入阻抗越大 對(duì)改善低頻響應(yīng)有好處 4 RC RL越大 對(duì)低頻響應(yīng)也有好處 5 C1 CE C2的影響使放大器具有高通特性 在下限頻率點(diǎn)處 附加相移為正值 說(shuō)明輸出電壓超前輸入電壓 6 同時(shí)考慮低頻和高頻響應(yīng)時(shí) 完整的頻率特性如圖5 26所示 圖5 26阻容耦合放大器完整的頻率響應(yīng) 5 8多級(jí)放大器的頻率響應(yīng) 如果放大器由多級(jí)級(jí)聯(lián)而成 那么 總增益 5 61 5 62 5 8 1多級(jí)放大器的上限頻率fH設(shè)單級(jí)放大器的增益表達(dá)式為 5 63 5 64 5 65 式中 AuI AuI1 AuI2 AuIn 為多級(jí)放大器中頻增益 令 5 66 5 67 5 68 5 8 2多級(jí)放大器的下限頻率fL設(shè)單級(jí)放大器的低頻增益為 5 69 5 70 5 71 5 72 解得多級(jí)放大器的下限角頻率近似式為 若各級(jí)下限角頻率相等 即 L1 L2 Ln 則 5 74 5 9建立時(shí)間tr與上限頻率fH的關(guān)系 5 9 1建立時(shí)間tr的定義建立時(shí)間是描述一個(gè)線性網(wǎng)絡(luò)對(duì)快速變化信號(hào)的反應(yīng)能力 例如有一個(gè)一階低通網(wǎng)絡(luò) 如圖5 27所示 如果在其輸入端加一個(gè)階躍信號(hào) 則在輸入信號(hào)突跳時(shí) 輸出信號(hào)是不能突跳的 而是以指數(shù)規(guī)律上升至穩(wěn)定值 所謂建立時(shí)間tr是描述該電壓上升快慢的一個(gè)指標(biāo) 其定義為 uo從10 Uom上升到90 Uom所需要的時(shí)間 圖5 27建立時(shí)間tr的定義 對(duì)于一階RC電路 可以導(dǎo)出 根據(jù)tr的定義 可得出tr與時(shí)常數(shù) H RC的關(guān)系式為 5 76 5 75 5 9 2建立時(shí)間與上限頻率的關(guān)系建立時(shí)間表示電路對(duì)快速信號(hào)的反應(yīng)能力 通常稱建立時(shí)間為暫態(tài)指標(biāo) 而上限頻率可表示電路對(duì)高頻信號(hào)的響應(yīng)能力 通常稱為穩(wěn)態(tài)指標(biāo) 它們從不同的角度描述電路的性能 我們知道 如果信號(hào)的前沿越陡峭 其高頻