適用于風力發(fā)電機的可靠電力電子器件doc-適用于風力發(fā)電.doc

適用于風力發(fā)電機的可靠電力電子器件中心議題： 不同阻斷電壓下IGBT效率的對比 并聯(lián)IGBT模塊 基本單元的串聯(lián)解決方案： 采用經驗證有效的半導體元件 使用簡單的線變壓器，得到純凈的正弦波電流 線路功率因數(shù)良好且總諧波失真小 有功和無功功率控制在兆瓦級，大功率電力電子應用中需要大容量的半導體器件。然而，對于某些應用來說，即使是目前可以得到的最大半導體器件容量也不夠大。因此需要將它們并聯(lián)。在傳統(tǒng)的電力電子電路中將半導體器件并聯(lián)是非常普遍的。 現(xiàn)在討論一種可能的方案：電力電子裝配把包含IGBT和二極管的IGBT基本單元、散熱器、直流環(huán)節(jié)電容、驅動器和保護電路、輔助電源和PWM控制器（一個獨立單元）組裝在一個三相逆變器中。這些單元可以并聯(lián)，例如用于一臺帶永磁發(fā)電機的4象限驅動風力發(fā)電機和所展示的全功率4兆瓦變換器。 本文介紹一種在中壓范圍內得到更大風力發(fā)電功率的方法。該方法使用變速中壓永磁發(fā)電機的線路接口連接，沒有任何電壓和功率限制，并且采用已經證明有效的半導體器件和組件。將基本電力電子單元串聯(lián)以獲得更高的電壓，并聯(lián)以獲得更高的功率等級。 不同阻斷電壓下IGBT效率的對比 IGBT在電力電子電路中使用非常廣泛。如今有各種電壓等級的IGBT，廣泛用于工業(yè)應用的1200V和1700VIGBT以及3.3kV、4.5kV和6.5kV的中壓IGBT。那么哪種電壓等級最適合大功率應用呢？當上述IGBT被放置在目前可得到的最大外殼中以制造逆變器時，可以找到這個問題的答案。當然，在最優(yōu)工作條件下模擬可用功率更簡單。 為了做到這一點，選用了最大的標準外殼（IHM，190mm寬）。IGBT都被封裝在這個外殼中，并定義了最佳工作條件：直流運行電壓Vdc、,交流輸出電壓Vac、載波開關頻率3.6kHz以及盡可能好的冷卻條件。圖1顯示了基于給定參數(shù)而計算出的不同IGBT的可用功率。 結果顯示，采用3.3kV、1200A獨立模塊得到的最大功率約為采用1.7kV、2400AIGBT所得功率的一半。相比之下，6.5kV、600AIGBT模塊所提供的功率僅為1.7kVIGBT的四分之一。產生這一結果的原因是IGBT模塊的損耗。如果計算圖2中三個變換器的效率，可以看到損耗比為1:2:4。 對于這個對比，我們使用了相同的載波開關頻率fsw=3.6kHz。這使得我們有機會采用相對較小的濾波器設計逆變器。使用不同的載波開關頻率，將導致所用的輸出正弦濾波器不同?；谏鲜龇N種原因，可以看出，采用1.7kVIGBT可實現(xiàn)最大效率，它是一款單位模塊價格非常合理的標準工業(yè)產品。不同阻斷電壓下IGBT效率的對比. 運行條件是：fsw=3,6KHz、cos=0.9，相同模塊和冷卻條件下三相逆變器的運行 1.7kVIGBT封裝在不同的模塊外殼中。為了對比，我們可以采用最大的單管模塊IHM2.4kA、1.7kV，將兩個這樣的模塊和一個尺寸與長度相近的雙管模塊SKiiP1513GB172做比較。如果兩個SKiiP在散熱器上背靠背放置，則可得到一個電流是2x1.5kA=3.0kA的半橋（外殼溫度=25時），或者電流為2.25kA的半橋（外殼溫度為70時）。 兩個單管模塊將提供一個2.4kA的半橋。比較計算的結果可以看到，與放置在最大外殼中的標準模塊相比，采用SKiiP的方案可在整個開關頻率范圍內提供更高的輸出電流?？捎媚孀兤鬏敵龉β逝c開關頻率的關系見圖3。 圖4配備了1800kVA基本單元的示例 如果采用了更強大的SKiiP模塊，如使用氮化鋁作為陶瓷基板的SKiiP1.8kA,1.7kV，可從三相逆變器獲得更高的功率，即1800kVA。 并聯(lián)IGBT模塊 以下方案對于IGBT模塊的并聯(lián)運行是可行的。 一臺三相逆變器用于整個功率的提供，相腳是由許多并聯(lián)的IGBT模塊和一個強大的驅動器組成。每個IGBT模塊必須有自己的柵極電阻與對稱直流環(huán)節(jié)和交流輸出連接。1 三相IGBT基本單元硬并聯(lián)。 整個系統(tǒng)是通過一臺控制器及其PWM信號控制。所有三相逆變器都連接到一個公共的直流環(huán)節(jié)電壓。對于每個獨立基本單元驅動器，采用驅動器并聯(lián)板實現(xiàn)并聯(lián)。驅動器工作時間小的變化（小于100ns）是通過小的交流輸出扼流圈進行補償?shù)模姼?H）。所有的三相逆變器同時運行，但存在小的時延，小時延可通過額外的交流扼流圈進行補償。采用對稱布局和IGBT飽和壓降的正溫度系數(shù)來保證適當?shù)呢撦d電流均衡。2 第2項所述的系統(tǒng)每個基本單元附帶PWM信號的附加校正。并聯(lián)基本單元的精確負載電流均衡是由附加PWM校正控制的。 將幾個帶同步PWM的單元并聯(lián)運行，且用附加PWM控制消除循環(huán)電流。3 每個基本單元都使用電氣負載隔離。各個基本單元都有自己的控制器，通過絕緣繞組給負載提供電力。PWM是獨立的、非同步的、自由運行的信號，且每個基本單元都有自己單獨的直流環(huán)節(jié)。在電網側，每個基本單元有自己的正弦LC濾波器。假如輸出也是電氣隔離的，則不同直流環(huán)節(jié)間不存在循環(huán)電流。這是將帶有標準獨立控制器的標準獨立基本單元并聯(lián)起來的最簡單的方法。 一個基于發(fā)電機側電氣隔離的簡單設計如圖5所示。三個并聯(lián)的帶分立電機繞組的獨立4象限驅動器。該驅動器可以和一個或兩個驅動器并聯(lián)運行。 三個1500kVA4Q驅動單元連接到永磁風力發(fā)電機單獨的繞組上。每個4象限驅動器都是標準的，擁有自己的發(fā)電機側和電網側控制器。第四個控制器的目的是提供統(tǒng)一的發(fā)電機扭矩共享。萬一運行過程中一個4象限驅動器出現(xiàn)了問題，其余驅動器的運行不會被中斷。所描述的系統(tǒng)已應用于3.6MW風力發(fā)電機，該風力發(fā)電機擁有一臺帶有三個獨立繞組的永磁發(fā)電機。該系統(tǒng)為最多達12個四象限驅動器并聯(lián)而研制，可用于連接12臺發(fā)電機或12個發(fā)電機繞組。4 基本單元的串聯(lián) 風力發(fā)電機設計工程師需要將以下諸方面考慮到他們的設計中。 大功率風力發(fā)電機； 低損耗； 變速； 高效率； 采用經驗證有效的半導體元件； 使用簡單的線變壓器，得到純凈的正弦波電流； 線路功率因數(shù)良好且總諧波失真??； 有功和無功功率控制； 模塊化設計，適合不同的功率和電壓且安裝快速； 可靠性高； 最低的成本。 可選的最佳方案：中壓發(fā)電機。在未來的大功率風力發(fā)電機設計中，中壓發(fā)電機是必不可少的。然而，中壓硅片并不適用于此類應用。因此，正確的解決方案是將基本單元串聯(lián)起來。例如：一臺額定輸出電壓為6.3kV的5MW風力發(fā)電機，輸出電流為3x436Arms。整流過的變速發(fā)電機電壓為1kV10kV的直流電壓。 這樣變化的電壓如何才能連入電網？每個風力發(fā)電機需要有自己的變壓器用來與電網相連。電網的電壓應在20kV-30kV范圍，這應該是變壓器的輸出電壓。 變壓器可由幾個三相繞組組成，這里用了10個，每個為3x690V，作為輸入電壓。 基于單元的中壓風力發(fā)電機 新型中壓風力發(fā)電機的原理如圖6所示。 每個三相繞組附帶一個基本單元和一個600kVA的三相逆變器。第四個IGBT管腳可被連接到每個基本單元的前面，這種排列可被稱為中壓單元。所有單元都可如圖6所示串聯(lián)起來。如果第四管腳的IGBT開關是關斷的，發(fā)電機的直流電流將對單元直流環(huán)節(jié)電壓進行充電。單元電網側三相逆變器放電，控制自己的直流環(huán)節(jié)電壓。對于3x690V交流電壓，直流環(huán)節(jié)電壓將為1.05kV。10個串聯(lián)的基本單元可以產生高達101.05kV=10.5kV的反電動勢（EMF）。 電壓仍然與整流后的發(fā)電機電壓保持平衡。如果發(fā)電機轉速下降，發(fā)電機電壓也會變低。因此，為控制整流后的直流電流，也是為控制發(fā)電機的轉矩，不得不旁路掉部分單元。如果旁路掉5個單元，剩余的反電動勢是51.05kV=5.25kV。旁路掉更多的單元會增加直流電流和發(fā)電機轉矩。被旁路掉的單元可向電網提供全部的無功功率。如果某個單元失效，它也將被旁路掉。單元直流環(huán)節(jié)電壓最大值是1.2kV，因此即使僅有9個單元串聯(lián)也可承載高達91.2kV=10.8kV的整流后發(fā)電機電壓。 帶中壓同步發(fā)電機的變速風力發(fā)電機 帶中壓同步發(fā)電機的變速風力發(fā)電機特點如下。 發(fā)電機直流電壓范圍從0至Vdcmax; 每單元直流電壓1.05kV（采用1.7kV硅片）； Vdcmax.percell=1.2kV； 單元數(shù)量=Vdcmax/Vcell+1； 單元功率：Pgenmax/單元數(shù)量； 系統(tǒng)冗余(+1)； 單元導通時間在0%-100%之間變化； 關斷的單元可以產生全部的無功功率； 不論功率高低，效率都高； 線路測紋波頻率=NcellF