控制環(huán)路設(shè)計(jì)原則.doc

反激型電源中的控制環(huán)路的設(shè)計(jì)經(jīng)常主電路是根據(jù)應(yīng)用要求設(shè)計(jì)的，設(shè)計(jì)時一般不會提前考慮控制環(huán)路的設(shè)計(jì)。假設(shè)主功率部分已經(jīng)全部設(shè)計(jì)完成，然后來探討環(huán)路設(shè)計(jì)。環(huán)路設(shè)計(jì)一般由下面幾過程組成： 1）根據(jù)實(shí)際要求和各限制條件確定帶寬頻率，既增益曲線的0dB頻率。2）畫出已知部分的頻響曲線。 3） 根據(jù)步驟1）確定的帶寬頻率決定補(bǔ)償放大器的類型和各頻率點(diǎn)。使帶寬處的曲線斜率為1,畫出整個電路的頻響曲線。 首先我們應(yīng)該明白系統(tǒng)穩(wěn)定的要求：1 在截止頻率Fco(開環(huán)增益為1)處，總開環(huán)相位延遲必須小于180度，一般留有45度裕量。2 為防止-2的增益斜率的電路相位快速變化，系統(tǒng)的開環(huán)增益曲線在Fco附近的斜率應(yīng)為-1。系統(tǒng)的各部分框圖如下：圖1上圖包括了一下幾個模塊，其中：，為誤差放大器傳遞函數(shù)；，光耦電路的增益；，控制電壓到輸出電壓的傳遞函數(shù)已知部分的頻響曲線是指除GEA(補(bǔ)償放大器)外的所有部分的乘積，在BODE圖上是相加。 首先確定剪切頻率FCO。環(huán)路帶寬當(dāng)然希望越高越好，但受到幾方面的限制：a)為了保證系統(tǒng)穩(wěn)定，根據(jù)采樣定理，剪切頻率FCO必須小于開關(guān)頻率的1/2，但實(shí)際上，F(xiàn)CO必須遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于開關(guān)頻率的1/2，否則在輸出中將會有很大的紋波。b)如果電路工作在CCM模式下，則存在著右半平面零點(diǎn)（RHZ）。這個零點(diǎn)的影響，RHZ隨輸入電壓，負(fù)載，電感量大小而變化，幾乎無法補(bǔ)償，我們只有把帶寬設(shè)計(jì)的遠(yuǎn)離它，一般取其1/4-1/5；c)補(bǔ)償放大器的帶寬不是無窮大，當(dāng)把環(huán)路帶寬設(shè)的很高時會受到補(bǔ)償放大器無法提供增益的限制，及電容零點(diǎn)受溫度影響等。所以一般實(shí)際帶寬取開關(guān)頻率的1/6-1/10。選定FCO后，在FCO處的T（總體傳函）的增益為0，則GEA在FCO處的增益必須為GVCAOC在此處增益的倒數(shù)。然后確定除GEA(補(bǔ)償放大器)外的所有部分，即系統(tǒng)的除GEA的傳遞函數(shù)。如果我們采用的3845的電流型控制模式，部分電路圖如下：圖2則在CCM下，系統(tǒng)的傳函如下：在實(shí)際應(yīng)用中，會有一個由輸出電容的ESR引起的零點(diǎn)，則此時，系統(tǒng)的傳遞函數(shù)如下：其中的參數(shù)含義如下：CTR為TL431的電流傳輸比，R3位置如上圖所示，R為TL431內(nèi)部電阻，等級為K級，Ri為電流采樣電阻，R0為負(fù)載電阻，RC為輸出電容的ESR， CF為次級濾波電容，LP為初級電感，n為變壓器次級匝數(shù)與初級匝數(shù)比， 為電路穩(wěn)定工作時的占空比，V0為電路的輸出電壓，Vg為輸入電壓的有效值，D為（1D）。畫出此部分的bode圖，如下： 圖3它的極點(diǎn)位置為，零點(diǎn)位置為：和。后一個零點(diǎn)為右半頻面零點(diǎn)，通常這個零點(diǎn)的頻率都比較大，其由上文可知，我們的截止頻率一般選擇這個零點(diǎn)的1/4-1/5，即我們的截止頻率選擇在我們的水平段。對于電流型控制系統(tǒng)，在開關(guān)頻率的半頻處，有兩個極點(diǎn)，但是它們離截止頻率很遠(yuǎn)，對我們的設(shè)計(jì)基本沒有影響。此時，分兩種情況，與接下來討論的DCM模式下情況類似，下文一并討論。在DCM下，系統(tǒng)的傳遞函數(shù)為：其中參數(shù)的含義如下：除與CCM相同部分外，K為效率，T為開關(guān)的頻率。畫出已知部分的頻響曲線（EFGH）。如下圖所示： 圖4一般來說，DCM的截止頻率選擇開關(guān)頻率的1/6-1/10，CCM的截止頻率選擇為右半平面零點(diǎn)的1/41/5處，均高于由輸出電容的ESR引起的零點(diǎn)，此時，GVCAOC在處的斜率是水平的，由于總增益T在FCO處的斜率應(yīng)為1，而所以GEA在P2處的斜率必須為1。接下來我們針對上述兩種情況來設(shè)計(jì)控制器。分兩種情況考慮，如果輸出電容的ESR比較大，自身阻容形成的零點(diǎn)比較低，這樣在截止頻率處的相位滯后比較小。所以可以直接用單極點(diǎn)補(bǔ)償，其bode圖如P5-P3-P2所示，這樣可滿足-1的曲線形狀。省掉圖2補(bǔ)償部分的R5，C1。選擇C2的值，使GEA在FCO處的增益P2點(diǎn)必須為GVCAOC在此處增益的倒數(shù)。如果輸出電容的ESR較小，自身阻容形成的零點(diǎn)比較高，這樣在FCO處的相位滯后比較大。如果還用單極點(diǎn)補(bǔ)償，則FCO處相位裕量一般偏小。用2型補(bǔ)償來提升，如圖4中的P4-P3-P2所示。三個點(diǎn)的選取，第一個極點(diǎn)在原點(diǎn)，第一的零點(diǎn)P4一般取在帶寬的1/5左右，此零點(diǎn)越低，相位提升越明顯，但太低了就降低了低頻增益，使輸出調(diào)整率降低。第二個極點(diǎn)P3的選取是否精確不是關(guān)鍵，一般應(yīng)低于ESR零點(diǎn)，用它來抵消ESR零點(diǎn)，使截止頻率處保持-1 的形狀。水平部分（P3P4）增益值可知（為R5/RD1），這樣，R5的值就可以確定，再根據(jù)P3極點(diǎn)和R5的值就可以確定C2的值。（，F(xiàn)P是P