TD-SCDMA直放站ALC控制方案研究.doc

TD-SCDMA直放站ALC控制方案研究http:/tech.QQ.com 2007年10月18日15:31 騰訊科技 唐潔 郭見兵 黃濤 王峰 (武漢虹信通信技術(shù)有限責(zé)任公司) 摘要：ALC是保障直放站在網(wǎng)絡(luò)中正常工作的一項關(guān)鍵技術(shù)，本文首先論述了傳統(tǒng)的ALC控制思想，根據(jù)TD-SCDMA制式特殊的信號格式分析了現(xiàn)有ALC方案在控制TD-SCDMA這種突發(fā)信號時的局限性，提出了一種基于軟件實現(xiàn)的分時隙ALC控制方案，不僅對突發(fā)信號控制及時，且完全不影響通話質(zhì)量。 關(guān)鍵詞：自動電平控制、TD-SCDMA、誤差矢量幅度 Research About ALC Scheme of TD-SCDMA Repeater Abstract: This paper introduce the elements of conventional ALC circuit at first, which is one of the key technology of repeater .Owing to the TD-SCDMA frame is a burst signal, which has a special frame format, it is too difficult for current ALC scheme to control it well. So, there is an scheme that can control the signal power in every time-solt by software, its not only control the burst signal in good time, but also has no influence with quality of communication. Key word: ALC、TD-SCDMA、EVM 1引言 TD-SCDMA（Time Division Synchronous Code Division Multiple Access時分同步碼分多址）技術(shù)是我國獲得國際電聯(lián)批準(zhǔn)的第一個第三代移動通信系統(tǒng)標(biāo)準(zhǔn)，該標(biāo)準(zhǔn)能滿足日益增長的無線通信高速多媒體業(yè)務(wù)和可在世界范圍移動的需求，采用了智能天線、聯(lián)合檢測、軟件無線電和接力切換等新技術(shù)，它必然成為我國部署3G網(wǎng)絡(luò)的主角。在TD-SCDMA系統(tǒng)中直放站是不可或缺的一部分。直放站的應(yīng)用不僅可以增加網(wǎng)絡(luò)覆蓋，使施主基站的覆蓋得到延伸，也能增加空閑基站的話務(wù)負(fù)荷，或是分?jǐn)偡泵镜脑拕?wù)量，還可以起到優(yōu)化網(wǎng)絡(luò)的作用等，同時也是解決室內(nèi)覆蓋的重要設(shè)備。 本文所討論的ALC(Automatic level control自動電平控制)是直放站系統(tǒng)中極為重要的一環(huán)，它是指當(dāng)放大器輸出信號電平到達(dá)ALC設(shè)定值時，增加輸入信號電平，放大器對輸出信號電平的控制能力。對于直放站來說，ALC技術(shù)所實現(xiàn)的功能就是一方面控制輸出電平保證功放器件不會工作在過功率狀態(tài)下,另一方面控制直放站的輸出功率在覆蓋允許范圍內(nèi)，既能夠滿足網(wǎng)絡(luò)規(guī)劃時的覆蓋距離要求，又不會產(chǎn)生過強(qiáng)的輸出信號對相鄰基站造成干擾。 2ALC控制方案研究 2.1 ALC的控制原理 要做到在輸出信號到達(dá)設(shè)定值時，增加輸入信號電平，而輸出信號電平基本保持不變，也就是使放大電路的增益自動地隨信號強(qiáng)度而調(diào)整,使系統(tǒng)的輸出電平保持在一定范圍內(nèi),因此稱為自動電平控制。一般的ALC電路可以分成增益受控放大電路和控制電壓形成電路兩部分。其工作原理示意圖如下： 圖1 ALC電路工作原理圖 增益受控放大電路位于正向放大通路，其增益隨控制電壓而改變?？刂齐妷盒纬呻娐返幕静考菣z波器和低通平滑濾波器，有時也包含門電路和直流放大器等部件。放大電路的輸出信號Uo 經(jīng)檢波并經(jīng)濾波器濾除低頻調(diào)制分量和噪聲后，與設(shè)定的最大輸出功率進(jìn)行比較，產(chǎn)生用以控制增益受控放大器的電壓Uc 。當(dāng)輸入信號Ui增大時，Uo和Uc亦隨之增大 。而作為一個負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)， Uc 增大使放大電路的增益下降，從而使輸出信號的變化量顯著小于輸入信號的變化量，達(dá)到自動增益控制的目的。也就是說，ALC電路的主要工作原理是用反應(yīng)信號幅度變化趨勢的直流緩變電壓去控制壓控衰減器，以達(dá)到控制輸出電平的目的。 2.2 TD-SCDMA信號的特點 圖2 TD-SCDMA信號結(jié)構(gòu) TD-SCDMA信號的結(jié)構(gòu)如上圖所示。其幀結(jié)構(gòu)將10ms的無線幀分成兩個5ms的子幀，每個子幀中有7個常規(guī)時隙和3個特殊時隙。三個特殊時隙分別為下行導(dǎo)頻時隙DwPTS、主保護(hù)時隙GP和上行導(dǎo)頻時隙UpPTS。在7個常規(guī)時隙中TS0總是分配給下行鏈路，而TS1總是分配給上行鏈路。通過靈活配置上下行時隙的個數(shù)，使TD-SCDMA適用于上下行對稱及非對稱業(yè)務(wù)模式。上行時隙和下行時隙之間由轉(zhuǎn)換點分開。在TD-SCDMA系統(tǒng)中，每個5ms的子幀有兩個轉(zhuǎn)換點：第一個轉(zhuǎn)換點是從下行鏈路轉(zhuǎn)到上行鏈路，位置在DwPTS和UpPTS之間的GP；第二個轉(zhuǎn)換點是從上行鏈路轉(zhuǎn)到下行鏈路，位置在每個子幀中最后一個上行時隙和第二個下行時隙之間，TS0是第一個下行時隙。其中，第一個轉(zhuǎn)換點相對于每個子幀的開始時間是固定的；第二個轉(zhuǎn)換點隨著分配給上下行的時隙數(shù)不同而變化。 由于TD-SCDMA綜合使用了時分、頻分、碼分和空分多種復(fù)用技術(shù)，也就是說，在每個頻點的每個常規(guī)時隙都可同時承載多個用戶，這些用戶按照不同的擴(kuò)頻碼來區(qū)分,在智能天線技術(shù)更加成熟之后甚至可以同擴(kuò)頻碼根據(jù)空間區(qū)分。而系統(tǒng)根據(jù)一定的DCA算法動態(tài)的將信道分配給用戶,在某個時隙中的多個用戶距離基站的距離會有不同,移動的速度也會不同并且具有不同的信道衰落特性。實際上，在一個子幀中,不同的時隙會有不同的碼道占用情況,造成各時隙功率的差異，而多個連續(xù)子幀的同一常規(guī)時隙的功率也都是不同的。 2.3 ALC控制方案分析 由TD-SCDMA的信號子幀格式可以發(fā)現(xiàn)，這是一種高峰均比的突發(fā)脈沖信號，而并非連續(xù)信號，這就對普通放大器的自動電平控制帶來一定的困難，當(dāng)信號出現(xiàn)的時候由于自動電平控制不能立即做出響應(yīng)，而自動電平控制開始響應(yīng)后造成突發(fā)信號已經(jīng)失真，沒有真正起到自動電平控制的作用。并且由于每個用戶在一個子幀中都只能分配到一個時隙，那么傳統(tǒng)的電平控制就存在這樣一個問題：在進(jìn)行電平控制的時候是對于整個鏈路的衰減，所以當(dāng)某個時隙功率過大后，會將整個鏈路進(jìn)行衰減，這必然使其他沒有過功率的時隙的功率也跟著降低，那么必然影響其它時隙用戶通話。因此，我們提出一種分時隙ALC的方案。 2.3.1 硬件分時隙ALC根據(jù)ALC的控制原理和TD-SCDMA子幀的特點，直接的解決方案是通過減小ALC回路中RC濾波器的時間常數(shù)以提高反應(yīng)速度，使ALC電路在每個時隙的突發(fā)時刻都進(jìn)行一次增益控制，但同時帶來的問題就是當(dāng)RC的時間常數(shù)較小時，高峰均比的TD突發(fā)信號就會通過RC低通濾波器頻繁控制壓控衰減器動作，使時隙內(nèi)鏈路增益波動，造成EVM指標(biāo)惡化。 EVM （Error Vector Magnitude誤差矢量幅度）定義為誤差矢量功率與參考信號矢量功率的均方比，以百分?jǐn)?shù)形式表示，測試的時間為一個時隙，它所表征的是測量信號同參考信號的誤差矢量，用于衡量總體調(diào)制質(zhì)量，反應(yīng)信號的損傷程度。經(jīng)過實驗，不同時間常數(shù)的EVM惡化情況可見下表（轉(zhuǎn)換點在TS3和TS4之間）： 由于實驗所用ATT（attenuator衰減器）電路不能對TD突發(fā)信號有效的控制（即達(dá)到輸入增加1dB，輸出增加在0.2dB內(nèi)），因而我們用加在壓控ATT上的控制電壓的有效值來區(qū)別衰減量的大小，0.68V約對應(yīng)起控3dB；0.80V約對應(yīng)起控5dB。 可以發(fā)現(xiàn)： ALC起控衰減越大，EVM惡化越嚴(yán)重； 起控回路濾波器的時間常數(shù)越小，EVM惡化越嚴(yán)重； 突發(fā)信號的前沿（TS4）比突發(fā)信號的后沿（TS0），EVM惡化嚴(yán)重； 同樣的時隙，碼道數(shù)少時EVM受ALC電路動作影響大。 由此可知，TD-SCDMA信號的突發(fā)特性和高峰均比用傳統(tǒng)的ALC硬件電路是難以實現(xiàn)分時隙電平控制的：時間常數(shù)大則無法對突發(fā)信號前沿進(jìn)行控制，且易導(dǎo)致此時放大器工作于過功率等非線性狀態(tài)，造成放大器損壞；時間常數(shù)小則使得整個回路在一個子幀內(nèi)頻繁動作，造成各時隙信號削波，EVM指標(biāo)惡化。 因此我們提出軟件分時隙上下行ALC的實現(xiàn)方案。 2.3.2 軟件分時隙ALC 此方案的主要思想是當(dāng)直放站和基站建立同步以后，使用高速AD芯片對每個時隙功率進(jìn)行采集，多幀對應(yīng)時隙累加取平均并將結(jié)果存入對應(yīng)各時隙輸出功率寄存器中，再根據(jù)所設(shè)置的ALC值、當(dāng)前各時隙輸出功率以及第二轉(zhuǎn)換點，計算出各時隙的衰減值存入寄存器，然后根據(jù)系統(tǒng)同步計數(shù)器值分別在不同時隙命令按照衰減值寄存器中的值執(zhí)行衰減。 此方案的優(yōu)點在于使用軟件定時控制，軟件可以控制衰減鏈路在各時隙的保護(hù)間隔動作，起控后不會造成信號失真，因而也不會造成EVM的指標(biāo)惡化；可以對各時隙分開控制，某時隙過功率后，只對這個時隙進(jìn)行控制，而不會影響其它時隙功率，經(jīng)過驗證，即使在深度起控10dB情況下，直放站輸出信號各個時隙的射頻指標(biāo)都不會受到影響；并且控制靈活，只需要軟件設(shè)置ALC值即可，不需要調(diào)節(jié)電位器來改變ALC值。 3. 小結(jié) 采用軟件分時隙ALC對TD-SCDMA信號進(jìn)行功率控制輕易避免了傳統(tǒng)的硬件ALC電路所無法克服的控制電壓直流緩變特性與TD-SCDMA突發(fā)信號的矛盾，并且對不同的時隙有不同的衰減值，不僅保障本時隙射頻指標(biāo)正常，對其它時隙也沒有影響，軟件控制衰減器在時隙保護(hù)間隔動作，保證不會損傷信號，且控制靈活，調(diào)測時易于修改，極好的解決了由于TD-SCDMA信號格式特殊性所引起的功率控制問題。但軟件控制畢竟需要一定的檢測計算時間，起控速度比硬件電路稍慢，可能造成短時間的過功率時不能正常起控。因此，如何以更低的檢測時間得到更高的檢測準(zhǔn)確度是軟件分時隙ALC需要不斷改進(jìn)的方向。信號源的ACL環(huán)路設(shè)計引 言 自動電平控制(auto Level control，ALC)的作用是當(dāng)輸入電平在較大范圍內(nèi)變化時，輸出電平恒定不變，即當(dāng)輸入信號功率很不穩(wěn)定或者有較大變化時，經(jīng)過ALC環(huán)路穩(wěn)幅后，輸出信號的功率值都會穩(wěn)定在一個相對恒定的幅度值上。為保證整機(jī)輸出功率穩(wěn)定，在射頻放大器電路中設(shè)置ALC環(huán)路電路尤為必要。本文設(shè)計的這款電路主要用于信號源后端輸出，可滿足帶寬為0.251 000MHz的射頻信號穩(wěn)幅輸出要求，同時具有20 dB動態(tài)范圍、最大輸出功率滿足+13 dBm1.5 dB的功能。當(dāng)前很多ALC環(huán)路電路設(shè)計都很復(fù)雜、電路龐大、設(shè)計成本高，而本文介紹的這款A(yù)LC穩(wěn)幅環(huán)路，在滿足指標(biāo)要求的前提下，盡量使設(shè)計簡潔，電路簡化，具有很高的性價比。1 基本原理ALC環(huán)路框圖如圖1所示。ALC穩(wěn)幅環(huán)路由調(diào)制器、RF放大電路、功分電路、檢波電路、求和運(yùn)放電路、參考預(yù)置電路等幾部份組成，它們構(gòu)成負(fù)反饋環(huán)路。RF射頻信號輸入到調(diào)制器，經(jīng)RF射頻放大電路放大，為保證穩(wěn)幅功率值，最大功率要大于穩(wěn)幅功率值，并有一定余量，RF射頻放大電路采用兩級功率放大的方式對信號進(jìn)行放大；RF射頻信號經(jīng)RF射頻放大電路放大后，定向耦合器按比例耦合出部分功率，經(jīng)檢波器后產(chǎn)生一個檢波電壓，與預(yù)置參考電壓進(jìn)行求和積分運(yùn)算，求和電路輸出電壓反饋控制電調(diào)衰減器，組成負(fù)反饋環(huán)路，使微波信號功率恒定輸出。設(shè)定一個參考預(yù)置電壓，經(jīng)求和運(yùn)放電路后，形成一個負(fù)反饋電壓，負(fù)反饋電壓控制調(diào)制器衰減量。RF信號經(jīng)調(diào)制器衰減后，部分功率按比例功分到檢波電路，經(jīng)檢波器后產(chǎn)生一個檢波電壓，與預(yù)置電壓求和。當(dāng)檢波電壓大于預(yù)置電壓時，即RF功率大于預(yù)置功率，經(jīng)求和電路后，負(fù)反饋電壓變小，調(diào)制器衰減量變大，RF功率變小，直至求和電路平衡，RF功率穩(wěn)定；當(dāng)檢波電壓小于預(yù)置電壓時，即RF功率小于預(yù)置功率，經(jīng)求和電路后，反饋電壓變大，調(diào)制器衰減量變小，RF功率變大，直至求和電路平衡，RF功率穩(wěn)定。利用求和積分電路平衡性，組成負(fù)反饋ALC環(huán)路，可使輸出RF信號保持恒定。為保證整機(jī)輸出功率穩(wěn)定不變，ALC取樣電路應(yīng)設(shè)置在整機(jī)輸出端。為充分利用各級放大器晶體管的使用效率，不致因輸入信號的變化或其他因素引起放大器的增益變化而使放大器進(jìn)入非線性狀態(tài)，在保證整機(jī)噪聲系數(shù)的前提下，要求把受控電路置于輸入端，使增益環(huán)路加大，控制靈敏度提高。由于從取樣到受控電路進(jìn)入控制狀態(tài)需要一定時間，雖然時間較短，但當(dāng)輸入信號或放大器的增益發(fā)生變化時，也會使放大器進(jìn)入非線性狀態(tài)，尤其對末級放大器的影響最為嚴(yán)重。末級放大器所選用大功率晶體管的線性輸出功率都不太富裕，只能滿足額定輸出功率下的線性要求，在輸入信號變化較大的情況下，還有可能擊穿大功率晶體管的基射結(jié)。因此，在設(shè)計整機(jī)的自動電平控制電路時，不僅要考慮到輸入信號的影響，而且還要考慮通道增益的變化。2 關(guān)鍵電路設(shè)計2.1 調(diào)制器設(shè)計2.1.1 調(diào)制器的工作原理PIN二極管是常用的調(diào)制器元件，當(dāng)PIN二極管處于正向?qū)顟B(tài)時，電子從N層注入到I層，空穴從P層注入到I層。由于I層中存在復(fù)合現(xiàn)象，擴(kuò)散至I層的載流子濃度隨進(jìn)入I層的深度而降低。隨正向偏壓的增加，I層中空穴和電子濃度不斷提高，逐漸趨于大致相等的狀態(tài)，這時I層的電阻率大為下降，呈現(xiàn)一個小電阻，改變正向偏流可改變其電阻值。PIN二級管的電阻Rf與正向電流I的關(guān)系可用下面經(jīng)驗公式計算，得：式中：I為正向電流(mA)；Ka為比例系數(shù)，與I層電阻率和總面積有關(guān)，一般在2050之間。當(dāng)電流I在0幾mA內(nèi)變化時，Rf在幾10 k范圍內(nèi)變化。正向偏置時，用作衰減器的PIN二極管I區(qū)很薄，I區(qū)的電導(dǎo)可用直流偏流來改變，使該器件成為一個隨偏流而變化的線性電阻。當(dāng)外加反向偏壓后，外加電場與內(nèi)建電場一致，總的電場加強(qiáng)，空間電荷變寬。當(dāng)外加電壓足夠高時，整個I層被耗盡，呈穿通狀態(tài)，此時二極管等效為一個小電容，阻抗很高，可視為開路。調(diào)制器利用PIN二極管的電阻變化范圍較寬，有一定的線性區(qū)域，在理想情況下，斜率為一常數(shù)，對射頻信號的衰減量進(jìn)行線性控制。要實現(xiàn)自動電平控制，必須利用這一特性使PIN二極管工作在其線性段，隨控制電壓的不同而調(diào)節(jié)RF射頻信號的衰減量，實現(xiàn)最終輸出功率的恒定。2.1.2 調(diào)制器電路設(shè)計由于RF射頻信號頻率覆蓋很寬(0.251 000MHz)，這就要求帶寬較寬的調(diào)制器，本文選擇Agilent公司的器件HSMP3832(PIN二極管)作為調(diào)制器，它可在DC到4GHz頻率范圍內(nèi)具有良好的線性衰減特性。ALC環(huán)路調(diào)制器電路如圖2所示。由于HSMP3832單片有8 dB線性衰減動態(tài)范圍，本文采用多管串連模式，通過4個管芯串連，整體可達(dá)到30 dB線性衰減的動態(tài)范圍，這樣就可以滿足ALC環(huán)路20 dB穩(wěn)幅范圍的要求。2.2 放大電路設(shè)計RF射頻放大電路是本文設(shè)計的重點，它的性能好壞對該系統(tǒng)至關(guān)重要。由于輸入信號頻率從250 kHz到1 GHz，頻帶很寬，這就要求放大器具有很好的帶寬；而考慮到其他部分的插入損耗及PIN管的衰減，在輸入RF射頻信號功率為+0 dBm1.5 dB時，功率放大增益至少為18 dB才能保證輸出信號為+13 dBm，單級放大已經(jīng)無法滿足。本文選用兩級功率放大方式：前級放大器為低噪聲放大器，選擇PHILIPS公司的BFQ34；后級為中功率放大器，選擇了PHILIPS公司的LTE21009R。2.2.1 前級放大電路設(shè)計ALC環(huán)路前級放大器電路如圖3所示，BFQ34是一款高性能的放大器芯片，工作頻率從DC到4 GHz，典型增益為16.3 dB，壓縮點P1dB為26 dBm。GUM是放大器最大增益，如下所示：2.2.2 后級放大電路設(shè)計后級放大電路選用HILIPS公司的LTE21009R，LTE21009也是一款高性能的放大器芯片，工作頻率從DC到4.2 GHz，典型增益大于10 dB，壓縮點P1dB為28 dBm,，ALC環(huán)路后級放大電路如圖4所示，RF信號經(jīng)C3交流耦合輸入，C3、C5為隔直電容；C4為交流負(fù)反饋電容，為了得到較大功率，使LTE21009工作在最大功放狀態(tài)，C4選擇了較大容值；L1為隔交流電感，因為這里頻段較寬，就要求L1不僅有較好的低頻響應(yīng)，還要有很好的高頻響應(yīng)，如果沒有單個寬頻段頻響電感，可選用低頻電感和高頻電感串連方式替代。2.2.3 放大電路功率分配RF射頻信號通過調(diào)制器后，信號插損3 dB左右，考慮到功分器損耗及電路損耗，RF射頻放大電路要求不低于18 dB增益。兩級放大電路功率增益分別是：前級放大器增益優(yōu)于8 dB，根據(jù)實際設(shè)計效果，BFQ34足夠滿足這一指標(biāo)；后級放大器增益優(yōu)于10 dB，LTE21009也可足夠滿足這一指標(biāo)。因為還要考慮噪聲影響，這里BFQ34增益并不要調(diào)到最大增益，在滿足整體功率要求同時，盡量減少噪聲影響。這2種放大器都是功率放大器件，需要良好散熱，否則會使器件因為過熱而損壞。2.3 功分檢波電路設(shè)計功分檢波電路一般會選擇微波集成模塊完成，而微波集成模塊一般低端只能到10 MHz，不能覆蓋到252 kHz的頻率，而且模塊體積較大，會占用很大空間，在這里本文設(shè)計了一種簡單實用的功分檢波電路。如圖5所示，采用電阻功分方式按比例功分一部分RF射頻功率輸出到檢波器，這種功分方式對RF信號輸出功率影響相對較小，經(jīng)過功分器后，信號插損小于2 dB。因為RF射頻信號帶寬較寬(0.251 000 MHz)，檢波器也要滿足這一要求，檢波器選擇選擇Agilent公司的器件HSMP2815。HSMP2815是內(nèi)部帶溫度補(bǔ)償?shù)男ぬ鼗O管RF檢波器，輸入功率從-30 dBm至+15 dBm，檢波頻率從100 kHz到4 GHz。利用肖特基二極管和外部電容來對RF輸入電壓進(jìn)行峰植檢波，檢波電壓輸出用于后端求和電路。3 實際電路設(shè)計效果本設(shè)計主要是針對信號源實現(xiàn)功率穩(wěn)定輸出一款電路，針對RF射頻信號滿足以下指標(biāo)要求：(1)頻率范圍為0.251 000 MHz；(2)穩(wěn)幅輸出動態(tài)范圍為-7+13 dBm；(3)功率準(zhǔn)確度為1.5 dBm；(4)最大穩(wěn)幅功率為+13dBm。測試結(jié)果如表1和表2所示。4 結(jié) 論本文的ALC環(huán)路具有寬頻響(0.251 000 MHz)、寬動態(tài)范圍(20 dB動態(tài)范圍)、高功率(最大輸出功率可達(dá)到+13 dBm)、低噪聲、性能穩(wěn)定等優(yōu)點，是一種理想的穩(wěn)幅環(huán)路。1、用途及特點 在無線通信系統(tǒng)，高功放（HPA）是發(fā)信電路重要組成部份。通常，它由多級放大器構(gòu)成，其輸出端是發(fā)射鏈路最高電平點，它經(jīng)雙工器與發(fā)射天線連接。 HPA在發(fā)信電路部位如圖1所示。 高功放主要作用，是在發(fā)射頻率上，將低電平信號放大到遠(yuǎn)距離傳輸所要求的高功率電平。 因頻段、傳輸距離、天線增益、信號調(diào)制方式等因素，不同發(fā)射機(jī)HPA輸出功率差異甚大。在常用微波頻段（800MHz28GHz）可從幾十瓦到幾十毫瓦不等。 高功放電路特點： （1） 在大容量（或多載波）數(shù)字通信系統(tǒng)，設(shè)計HPA電路尤其是末級電路，常發(fā)生大功率輸出與線性要求之間矛盾。經(jīng)常采用三種解決辦法 * 采用平衡放大電路，其合成輸出功率較單管增加一倍且保持單管線性。在常用微波頻段經(jīng)常用下圖所示正交混合電路（或3dB橋）實現(xiàn)功率合成。 * 采用預(yù)失真補(bǔ)償電路，設(shè)計一個預(yù)失真網(wǎng)絡(luò)使它產(chǎn)生的三階互調(diào)與HPA三階互調(diào)在輸出合路器中相互抵消。構(gòu)成方式如下圖所示， 予失真補(bǔ)償電路設(shè)計復(fù)雜、帶寬窄，使用不普遍。 *在HPA前級設(shè)置自動電平控制（ALC）電路，通過末級輸出耦合檢波直流，控制PIN衰耗，保持輸出功率恒定。防止因前級輸入電平過高因飽和失真。該方法只能予防失真而不能改善失真， （注： ALC與大容量長距離數(shù)字微波采用的ATPC不同，前者是以保持發(fā)射機(jī)輸出功率恒定，防止失真為目的，采用的是開環(huán)控制方式。而自動發(fā)射功率控制（ATPC）是發(fā)射機(jī)功率受控于對端接收電平，當(dāng)電波傳播發(fā)生深度平衰落時，提高發(fā)射功率，最大可達(dá)到額定功率。在正常傳輸時間里使發(fā)射功率小于額定功率 10dB。采用的是閉環(huán)控制方式。是以減輕干擾、抗平衰落為目的。） （2） HPA采用的大功率器件都呈現(xiàn)極低的輸入、輸出阻抗，其阻抗實部絕對值很小，都在13歐姆左右，而容抗和引線電感很大。對這樣的大功率器件進(jìn)行輸入、輸出和級間匹配非常困難。因單片微波集成電路（MMIC）技術(shù)的發(fā)展，許多廠家已制造出輸入輸出內(nèi)匹配的大功率器件，大大地緩解設(shè)計難度。 （3）HPA輸出級必須要考慮空載保護(hù)。若與輸出負(fù)載間發(fā)生嚴(yán)重失配（如，連接天線饋線開路或短路）末級與輸出負(fù)載電路之間將產(chǎn)生大駐波電壓，駐波峰值電壓一旦落在器件漏極，它與供電電壓迭加將使器件擊穿。 在微波頻段常采取二種保護(hù)方法，在4GHz以上頻段借助于輸出隔離器中的反向吸收負(fù)載R吸收反射波，它如下圖所示， 在低頻段常用定向耦合器（Diectional coupler）檢測反射波，超出定值時自動切斷功放電源并發(fā)出告警。工作示意圖如下 設(shè)計工程師可根據(jù)工作頻率、電路結(jié)構(gòu)選取分布參數(shù)或集中參數(shù)定向耦合器。 （注：定向耦合器是互易器件，當(dāng)信號從原規(guī)定的“IN”口輸入改為“OUT”口輸入時，其耦合口“COUP”和隔離口“ISO”也將互換。定向耦合器常用二個參數(shù)表征如下： 耦合量 CdB = 10log(Pco/Pin) 方向性 DdB = 10log(Pco/Pis) 其中 Pin , Pco , Pio 分別為入口輸入功率、耦合口及隔離口輸出功率。） （4）目前在HPA電路常用高頻大功率砷化鎵場效應(yīng)晶體管（GaAsFET）或者用其管芯制作的MMIC“放大塊”，開關(guān)機(jī)時，如柵偏壓稍遲后于漏壓或無柵壓時即會損壞。因而偏置電路要有保護(hù)措施，下圖為保護(hù)措施之一。 根據(jù)所用器件，高功放大致可分成三種類型： * 硅雙極晶體管（Si Bipolar Transistor）功率放大器。在大功率放大時，單管增益及效率低，帶寬窄，線性及反向隔離差，它通常用于3GHz以下頻段，其優(yōu)點是便宜和不需負(fù)偏壓。但目前已逐漸被場效應(yīng)晶體管功放所代替。 * 砷化鎵場效應(yīng)晶體管（GaAs Field-Effect Transistor）功率放大器。它包括由砷化鎵場效應(yīng)晶體管管芯制成的內(nèi)匹配單片微波集成電路（MMIC）。這類器件工作頻率及效率高，線性及反向隔離性能都優(yōu)于硅雙極晶體管，目前商用化器件最高工作頻率可達(dá)40GHz,實驗室可達(dá)80GHz。尤其內(nèi)匹配MMIC集成功放塊帶寬寬、穩(wěn)定得到普遍應(yīng)用。需要負(fù)偏置及偏置保護(hù)電路是缺點。 *砷化鎵異結(jié)質(zhì)雙極晶體管（GaAs Heterojunction Bipolar Transistor）功率放大器。這種器件特別適宜功放應(yīng)用，它有砷化鎵場效應(yīng)晶體管一樣好的性能（特別在線性和高耐壓性能上更好些），同時它又克服了需要負(fù)偏置及偏置保護(hù)電路的缺點。它發(fā)展歷史較短（走出實驗室僅十年）在大功率應(yīng)用可靠性上人們還不放心。 2、電路構(gòu)成及工作原理 高功放只是發(fā)信設(shè)備的一個組成部分，它的構(gòu)成和功能完全取決于整個設(shè)備性能的要求。不同用途的發(fā)信設(shè)備其具體電路構(gòu)成和實現(xiàn)的功能會有差別。例如下面給出的7GHz微波發(fā)射機(jī)功放電路其輸入為恒定電平，該電路不帶ALC功能。 功能框圖及主要電路組成如圖2所示。 圖2 給出7GHz 發(fā)射機(jī)功放框圖和主要電路。 該電路由五級放大組成，前四級為單管串聯(lián)放大，末級為平衡功率放大。按各級功能和所處位置也可稱作低噪聲放大級、驅(qū)動級、末前級、末級。整個放大器采用二種封裝工藝砷化鎵場效應(yīng)器件，前三級放大用分立元件場效應(yīng)晶體管，后二級用單片微波集成電路MMIC，并采用帶保護(hù)電路的雙極性偏置電壓（具體電路省略）。該電路總增益40dB,線性輸出2瓦（33dBm）。 各部分作用： 低噪聲放大級- 眾所周知，變頻式發(fā)射機(jī)輸出噪聲主要成分是調(diào)相噪聲，其主要來源是發(fā)射振蕩器產(chǎn)生的相位噪聲。所以在發(fā)射機(jī)指標(biāo)中都要規(guī)定振蕩器相噪，而對這類發(fā)射機(jī)中的 HPA熱噪聲要求不高，通常HPA噪聲系數(shù)在6 8dB時都可滿足要求。在直放式發(fā)射機(jī)中，盡管輸出噪聲主要成分是熱噪聲，因直放機(jī)收信輸入端都有精心設(shè)計的高增益低噪聲放大器（LNA），它有足夠高的增益和極小噪聲系數(shù)，從而減輕了對HPA低噪聲要求。 相對于接收機(jī)低噪聲放大級而言，在HPA中提出低噪聲放大概念似乎不恰當(dāng)，但它畢竟是多級級聯(lián)放大器輸入級，是HPA本身熱噪聲的主要來源，相對HPA其他級而言，對HPA前級要提出低噪聲高增益要求。 驅(qū)動級- 采用平衡式末級輸出方案時，末前級輸出功率與末級單管輸出功率幾乎相近，它為末前級提供足夠地輸入激勵功率。驅(qū)動級通常采用中功率輸出器件。 末前級- 末前級功放主要作用是補(bǔ)償末級輸入正交耦合器分路損耗（3dB），并為二只并聯(lián)末級功放管提供輸入功率。 末級- 如圖2所示，它采用二只相同特性的MMIC功率放大塊和二只相同特性的正交耦合器組成平衡功率放大器。為取得良好性能，上、下二支路應(yīng)當(dāng)在工作頻段保持幅度、相位特性相同。這樣結(jié)構(gòu)的輸出功放有三個特點， * 較單管線性最大輸出功率提高3dB。 * 如下圖所示，利用輸入端正交耦合器相位正交特性，使上、下二支路放大管入端反射波在正交耦合器入口抵消，有效地改善了末級與末前級之間匹配。 那么，它從輸出端口2和4反射到端口1的合成反射波為Vref= (Vrsm/2) S11 e (-it+i+180) + (Vrsm/2) S11 e (-it+i)=0 ， 即表明，當(dāng)正交耦合器輸出端口2和4接相同負(fù)載時，返回到端口1的合成反射波抵消。實際電路不會理想對稱，合成反射波不會完全抵消，然而卻能顯著地改善末級與末前級之間匹配。 * 當(dāng)某一MMIC放大塊損壞時，另一放大塊仍可正常工作（僅功率較原先降低6dB）。 隔離器- 該器件輸入、輸出阻抗在很寬頻帶內(nèi)等于特性阻抗，并且正向傳輸損耗很?。ㄍǔ?.5dB以下）而反向傳輸損耗很大（通常25dB以上），即有單向傳輸特性。它常用在多級高增益放大器的輸入、輸出、級間電路吸收反射波改善匹配，使帶內(nèi)正向傳輸特性（如幅頻特性、時延特性）更平坦，同時它又在很寬頻帶內(nèi)產(chǎn)生反向損耗，減小后級對前級耦合，從而有效防止帶內(nèi)、帶外自激。其中末級輸出隔離器還肩負(fù)輸出負(fù)載開路保護(hù)作用。 末級耦合輸出-用于輸出功率監(jiān)測。 3、高功放電氣特性 這里討論的高功放，它是具體發(fā)射機(jī)的一部分，對電氣指標(biāo)要求以及指標(biāo)項目規(guī)定完全取決于正機(jī)指標(biāo)的規(guī)定和分配，它與商用說明書供用戶選用參考的通用放大器所規(guī)定的指標(biāo)和項目有所不同。 1） 工作頻段-是指放大器滿足或優(yōu)于所規(guī)定的電氣性能時，實際所要求的工作頻率范圍。（注：放大器是寬帶部件，其3dB帶寬較“工作頻段”寬得多。） 2） 額定輸出功率-在規(guī)定的輸入電平和滿足傳輸線性條件下，在規(guī)定的負(fù)載上所要求的輸出功率值。為滿足工作溫度變化，通常以常溫值為標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定上、下限，如 P+0dB-2dB 。輸出功率是絕對值，單位用W,mw,dBm,dBw表示。（注：在測試發(fā)射機(jī)額定輸出功率指標(biāo)時，必須在調(diào)制狀態(tài)下用功率計測試，而高功放應(yīng)在工作載波狀態(tài)下用頻譜儀測試。） 3） 增益-放大信號輸出與輸入功率之比，它是相對量，通常用dB表示。通常在中心頻率額定輸出電平下測量。 4） 幅頻特性（或帶內(nèi)波動）-它定義為放大信號輸出幅度隨頻率的變化量。它用工作頻率范圍內(nèi)最大輸出幅度與最小幅度（用dB單位）差值表示。該差值即是用dB 表示的放大器輸出幅度隨頻率變化的峰-峰值。例如，要求帶內(nèi)波動小于等于0.3dB時，可表示為Ap-p0.3dB。應(yīng)指出，該指標(biāo)不計入幅度隨溫度的變化量。當(dāng)放大器件確定后，放大器幅頻特性主要決定因素是 輸入、輸出、級間匹配特性。該參數(shù)利用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測量。 5） 傳輸（相對）時延（或傳輸相位特性）-它定義為放大信號通過放大器所需要的傳輸時間隨頻率的變化量。它用工作頻率范圍內(nèi)最大傳輸時間與最小傳輸時間（用 ns,s單位）差值表示。該差值即表示放大器傳輸（相對）時延峰-峰值。例如，要求帶內(nèi)(相對)時延小于等于3ns時，可表示為p-p3ns。應(yīng)指出，該指標(biāo)不計入時延隨溫度的變化量。當(dāng)放大器件確定后，時延主要決定輸入、輸出、級間電路匹配及電抗特性。 fhflminmaxp-p=3ns 該參數(shù)利用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測量。 6） 噪聲系數(shù)-定義輸入信噪比與輸出信噪比的比值， Nf =(Si/Ni)/ (So/No) Nf dB=10log(Nf) (注-噪聲系數(shù)另種表示方法（它在衛(wèi)星通信中常用），用噪聲溫度表示Tn,單位kelvin, 二者關(guān)系：Nf dB=10log(Tn/290+1) 。) 7） 雜散發(fā)射（Spurious emissions）-尚未見到通用定義，具體定義及測試方法必須參照相應(yīng)的技術(shù)標(biāo)準(zhǔn)。 例如，在英國郵電部（MPT1407）標(biāo)準(zhǔn)中，數(shù)字微波發(fā)射機(jī)雜散定義為：必要帶寬以外頻率發(fā)射（并且不包括由調(diào)制過程產(chǎn)生的必要帶寬以外頻率的發(fā)射），必要帶寬定義為二倍的傳輸符號率。同時指明必須在載波狀態(tài)下測量。 盡管各系統(tǒng)雜散發(fā)射定義有所差異，但下述概念一致 *雜散發(fā)射包括諧波發(fā)射、寄生（自激）發(fā)射、互調(diào)產(chǎn)物、變頻產(chǎn)物， *雜散發(fā)射值用規(guī)定的參考帶寬內(nèi)平均功率表示， *用頻譜儀測量。 功放是發(fā)射機(jī)一個部件，功放雜散發(fā)射測量頻率范圍及指標(biāo)規(guī)定應(yīng)由具體發(fā)射機(jī)分配而定。功放雜散產(chǎn)物主要