西安交通大學(xué)電力電子與新能源技術(shù)研究中心(PENEC)制作.ppt

1、2020/12/6,1,電力電子技術(shù)電子教案,第6章 PWM控制技術(shù),第6章 PWM控制技術(shù),引言 6.1 PWM控制的基本原理 6.2 PWM逆變電路及其控制方法 6.2.1 計(jì)算法和調(diào)制法 6.2.2 異步調(diào)制和同步調(diào)制 6.2.3 規(guī)則采樣法 6.2.4 PWM逆變電路的諧波分析 6.2.5 提高直流電壓利用率和減少開關(guān)次數(shù) 6.2.6 PWM逆變電路的多重化 6.3 PWM跟蹤控制技術(shù) 6.3.1 滯環(huán)比較方式 6.3.2 三角波比較方式 6.4 PWM整流電路及其控制方法 6.4.1 PWM整流電路的工作原理 6.4.2 PWM整流電路的控制方法 本章小結(jié),3,引言,PWM（Puls

2、e Width Modulation）控制脈沖寬度調(diào)制技術(shù)，通過對(duì)一系列脈沖的寬度進(jìn)行調(diào)制，來等效地獲得所需要波形（含形狀和幅值） 第3、4章已涉及這方面內(nèi)容 第3章：直流斬波電路采用 第4章有兩處： 4.1節(jié)斬控式交流調(diào)壓電路，4.4節(jié)矩陣式變頻電路 本章內(nèi)容 PWM控制技術(shù)在逆變電路中應(yīng)用最廣，應(yīng)用的逆變電路絕大部分是PWM型，PWM控制技術(shù)正是有賴于在逆變電路中的應(yīng)用，才確定了它在電力電子技術(shù)中的重要地位 本章主要以逆變電路為控制對(duì)象來介紹PWM控制技術(shù) 也介紹PWM整流電路,4,6.1 PWM控制的基本原理,理論基礎(chǔ) 沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時(shí)，其效果基本相同 沖

3、量指窄脈沖的面積 效果基本相同，是指環(huán)節(jié)的輸出響應(yīng)波形基本相同 低頻段非常接近，僅在高頻段略有差異,圖6-1 形狀不同而沖量相同的各種窄脈沖,5,6.1 PWM控制的基本原理,一個(gè)實(shí)例 圖6-2a的電路 電路輸入：u(t)，窄脈沖，如圖6-1a、b、c、d所示 電路輸出：i(t)，圖6-2b 面積等效原理,圖6-2 沖量相同的 各種窄脈沖的響應(yīng)波形,6,6.1 PWM控制的基本原理,用一系列等幅不等寬的脈沖來代替一個(gè)正弦半波 正弦半波N等分，可看成N個(gè)彼此相連的脈沖序列，寬度相等，但幅值不等 用矩形脈沖代替，等幅，不等寬，中點(diǎn)重合，面積（沖量）相等 寬度按正弦規(guī)律變化,圖6-3 用PWM波代替

4、正弦半波,SPWM波形脈沖寬度按正弦規(guī)律變化而和正弦波等效的PWM波形 要改變等效輸出正弦波幅值，按同一比例改變各脈沖寬度即可,7,6.1 PWM控制的基本原理,等幅PWM波和不等幅PWM波 由直流電源產(chǎn)生的PWM波通常是等幅PWM波 如直流斬波電路及本章主要介紹的PWM逆變電路，6.4節(jié)的PWM整流電路 輸入電源是交流，得到不等幅PWM波 4.1節(jié)講述的斬控式交流調(diào)壓電路，4.4節(jié)的矩陣式變頻電路 基于面積等效原理進(jìn)行控制，本質(zhì)是相同的,8,6.1 PWM控制的基本原理,PWM電流波 電流型逆變電路進(jìn)行PWM控制，得到的就是PWM電流波 PWM波形可等效的各種波形 直流斬波電路：等效直流波形

5、 SPWM波：等效正弦波形 還可以等效成其他所需波形，如等效所需非正弦交流波形等，其基本原理和SPWM控制相同，也基于等效面積原理,9,6.2 PWM逆變電路及其控制方法,目前中小功率的逆變電路幾乎都采用PWM技術(shù) 逆變電路是PWM控制技術(shù)最為重要的應(yīng)用場(chǎng)合 本節(jié)內(nèi)容構(gòu)成了本章的主體 PWM逆變電路也可分為電壓型和電流型兩種，目前實(shí)用的PWM逆變電路幾乎都是電壓型電路,10,6.2.1 計(jì)算法和調(diào)制法,計(jì)算法 根據(jù)正弦波頻率、幅值和半周期脈沖數(shù)，準(zhǔn)確計(jì)算PWM波各脈沖寬度和間隔，據(jù)此控制逆變電路開關(guān)器件的通斷，就可得到所需PWM波形 繁瑣，當(dāng)輸出正弦波的頻率、幅值或相位變化時(shí)，結(jié)果都要變化 調(diào)

6、制法 輸出波形作調(diào)制信號(hào)，進(jìn)行調(diào)制得到期望的PWM波 通常采用等腰三角波或鋸齒波作為載波 等腰三角波應(yīng)用最多，其任一點(diǎn)水平寬度和高度成線性關(guān)系且左右對(duì)稱,11,6.2.1 計(jì)算法和調(diào)制法,與任一平緩變化的調(diào)制信號(hào)波相交，在交點(diǎn)控制器件通斷，就得寬度正比于信號(hào)波幅值的脈沖，符合PWM的要求 調(diào)制信號(hào)波為正弦波時(shí)，得到的就是SPWM波 調(diào)制信號(hào)不是正弦波，而是其他所需波形時(shí)，也能得到等效的PWM波,12,6.2.1 計(jì)算法和調(diào)制法,結(jié)合IGBT單相橋式電壓型逆變電路對(duì)調(diào)制法進(jìn)行說明 工作時(shí)V1和V2通斷互補(bǔ)，V3和V4通斷也互補(bǔ) 控制規(guī)律 uo正半周，V1通，V2斷，V3和V4交替通斷 負(fù)載電流比

7、電壓滯后，在電壓正半周，電流有一段區(qū)間為正，一段區(qū)間為負(fù) 負(fù)載電流為正的區(qū)間，V1和V4導(dǎo)通時(shí)，uo等于Ud V4關(guān)斷時(shí)，負(fù)載電流通過V1和VD3續(xù)流，uo=0 負(fù)載電流為負(fù)的區(qū)間， V1和V4仍導(dǎo)通，io為負(fù)，實(shí)際上io從VD1和VD4流過，仍有uo=Ud,13,6.2.1 計(jì)算法和調(diào)制法,V4關(guān)斷V3開通后，io從V3和VD1續(xù)流，uo=0 uo總可得到Ud和零兩種電平 uo負(fù)半周，讓V2保持通，V1保持?jǐn)啵琕3和V4交替通斷，uo可得-Ud和零兩種電平,圖6-4 單相橋式PWM逆變電路,14,6.2.1 計(jì)算法和調(diào)制法,單極性PWM控制方式（單相橋逆變）在ur和uc的交點(diǎn)時(shí)刻控制IGBT

8、的通斷 ur正半周，V1保持通，V2保持?jǐn)?當(dāng)uruc時(shí)使V4通，V3斷，uo=Ud 當(dāng)uruc時(shí)使V3斷，V4通，uo=0 虛線uof表示uo的基波分量,圖6-5 單極性PWM控制方式波形,15,6.2.1 計(jì)算法和調(diào)制法,雙極性PWM控制方式（單相橋逆變） 在ur的半個(gè)周期內(nèi)，三角波載波有正有負(fù)，所得PWM波也有正有負(fù) 在ur一周期內(nèi)，輸出PWM波只有Ud兩種電平 仍在調(diào)制信號(hào)ur和載波信號(hào)uc的交點(diǎn)控制器件的通斷 ur正負(fù)半周，對(duì)各開關(guān)器件的控制規(guī)律相同 當(dāng)ur uc時(shí)，給V1和V4導(dǎo)通信號(hào)，給V2和V3關(guān)斷信號(hào) 如io0，V1和V4通，如io0，VD1和VD4通， uo=Ud,16,6

9、.2.1 計(jì)算法和調(diào)制法,當(dāng)ur0，VD2和VD3通，uo=-Ud 單相橋式電路既可采取單極性調(diào)制，也可采用雙極性調(diào)制,圖6-6 雙極性PWM控制方式波形,17,6.2.1 計(jì)算法和調(diào)制法,雙極性PWM控制方式（單相橋逆變） 三相的PWM控制公用三角波載波uc 三相的調(diào)制信號(hào)urU、urV和urW依次相差120,圖6-7 三相橋式PWM型逆變電路,18,6.2.1 計(jì)算法和調(diào)制法,U相的控制規(guī)律 當(dāng)urUuc時(shí)，給V1導(dǎo)通信號(hào)，給V4關(guān)斷信號(hào)，uUN=Ud/2 當(dāng)urUuc時(shí)，給V4導(dǎo)通信號(hào)，給V1關(guān)斷信號(hào)，uUN=-Ud/2 當(dāng)給V1(V4)加導(dǎo)通信號(hào)時(shí)，可能是V1(V4)導(dǎo)通，也可能是VD

10、1(VD4)導(dǎo)通 uUN、uVN和uWN的PWM波形只有Ud/2兩種電平 uUV波形可由uUN-uVN得出，當(dāng)1和6通時(shí)，uUV=Ud，當(dāng)3和4通時(shí)，uUV=Ud，當(dāng)1和3或4和6通時(shí)，uUV=0 輸出線電壓PWM波由Ud和0三種電平構(gòu)成 負(fù)載相電壓PWM波由(2/3)Ud、(1/3)Ud和0共5種電平組成,19,6.2.1 計(jì)算法和調(diào)制法,防直通死區(qū)時(shí)間 同一相上下兩臂的驅(qū)動(dòng)信號(hào)互補(bǔ)，為防止上下臂直通而造成短路，留一小段上下臂都施加關(guān)斷信號(hào)的死區(qū)時(shí)間 死區(qū)時(shí)間的長短主要由開關(guān)器件的關(guān)斷時(shí)間決定 死區(qū)時(shí)間會(huì)給輸出的PWM波帶來影響，使其稍稍偏離正弦波,圖6-8 三相橋式PWM逆變電路波形,20

11、,6.2.1 計(jì)算法和調(diào)制法,特定諧波消去法(Selected Harmo-nic Elimination PWMSHEPWM) 這是計(jì)算法中一種較有代表性的方法，如圖6-9 輸出電壓半周期內(nèi)，器件通、斷各3次（不包括0和），共6個(gè)開關(guān)時(shí)刻可控,圖6-9 特定諧波消去法的輸出PWM波形,為減少諧波并簡(jiǎn)化控制，要盡量使波形對(duì)稱 首先，為消除偶次諧波，使波形正負(fù)兩半周期鏡對(duì)稱，即 (6-1),21,6.2.1 計(jì)算法和調(diào)制法,其次，為消除諧波中余弦項(xiàng)，應(yīng)使波形在正半周期內(nèi)前后1/4周期以/2為軸線對(duì)稱 (6-2) 同時(shí)滿足式（6-1）、（6-2）的波形稱為四分之一周期對(duì)稱波形，用傅里葉級(jí)數(shù)表示為

12、(6-3) 式中，an為,22,6.2.1 計(jì)算法和調(diào)制法,圖6-9，能獨(dú)立控制a1、a 2和a 3共3個(gè)時(shí)刻。該波形的 an為 式中n=1,3,5, 確定a1的值，再令兩個(gè)不同的an=0，就可建三個(gè)方程，求得a1、a2和a3,(6-4),23,6.2.1 計(jì)算法和調(diào)制法,消去兩種特定頻率的諧波 在三相對(duì)稱電路的線電壓中，相電壓所含的3次諧波相互抵消，可考慮消去5次和7次諧波，得如下聯(lián)立方程： 給定a1，解方程可得a1、a2和a3。a1變，a1、a2和a3也相應(yīng)改變,(6-5),24,6.2.1 計(jì)算法和調(diào)制法,一般，在輸出電壓半周期內(nèi)器件通、斷各k次，考慮PWM波四分之一周期對(duì)稱，k個(gè)開關(guān)時(shí)

13、刻可控，除用一個(gè)控制基波幅值，可消去k1個(gè)頻率的特定諧波 k越大，開關(guān)時(shí)刻的計(jì)算越復(fù)雜 除計(jì)算法和調(diào)制法外，還有跟蹤控制方法，在6.3節(jié)介紹,25,6.2.2 異步調(diào)制和同步調(diào)制,載波比載波頻率fc與調(diào)制信號(hào)頻率fr之比，N= fc / fr 根據(jù)載波和信號(hào)波是否同步及載波比的變化情況，PWM調(diào)制方式分為異步調(diào)制和同步調(diào)制 1. 異步調(diào)制 異步調(diào)制載波信號(hào)和調(diào)制信號(hào)不同步的調(diào)制方式 通常保持fc固定不變，當(dāng)fr變化時(shí)，載波比N是變化的 在信號(hào)波的半周期內(nèi)，PWM波的脈沖個(gè)數(shù)不固定，相位也不固定，正負(fù)半周期的脈沖不對(duì)稱，半周期內(nèi)前后1/4周期的脈沖也不對(duì)稱 當(dāng)fr較低時(shí)，N較大，一周期內(nèi)脈沖數(shù)較

14、多，脈沖不對(duì)稱產(chǎn)生的不利影響都較小 當(dāng)fr增高時(shí)，N減小，一周期內(nèi)的脈沖數(shù)減少，PWM脈沖不對(duì)稱的影響就變大,26,6.2.2 異步調(diào)制和同步調(diào)制,2. 同步調(diào)制 同步調(diào)制N等于常數(shù)，并在變頻時(shí)使載波和信號(hào)波保持同步 基本同步調(diào)制方式，fr變化時(shí)N不變，信號(hào)波一周期內(nèi)輸出脈沖數(shù)固定 三相電路中公用一個(gè)三角波載波，且取N為3的整數(shù)倍，使三相輸出對(duì)稱 為使一相的PWM波正負(fù)半周鏡對(duì)稱，N應(yīng)取奇數(shù) fr很低時(shí)，fc也很低，由調(diào)制帶來的諧波不易濾除 fr很高時(shí)，fc會(huì)過高，使開關(guān)器件難以承受,圖6-10 同步調(diào)制三相PWM波形,27,6.2.2 異步調(diào)制和同步調(diào)制,分段同步調(diào)制(圖6-11） 把fr范

15、圍劃分成若干個(gè)頻段，每個(gè)頻段內(nèi)保持N恒定，不同頻段N不同 在fr高的頻段采用較低的N，使載波頻率不致過高 在fr低的頻段采用較高的N，使載波頻率不致過低 為防止fc在切換點(diǎn)附近來回跳動(dòng)，采用滯后切換的方法 同步調(diào)制比異步調(diào)制復(fù)雜，但用微機(jī)控制時(shí)容易實(shí)現(xiàn) 可在低頻輸出時(shí)采用異步調(diào)制方式，高頻輸出時(shí)切換到同步調(diào)制方式，這樣把兩者的優(yōu)點(diǎn)結(jié)合起來，和分段同步方式效果接近,28,6.2.3 規(guī)則采樣法,按SPWM基本原理，自然采樣法 要求解復(fù)雜的超越方程，難以在實(shí)時(shí)控制中在線計(jì)算，工程應(yīng)用不多 規(guī)則采樣法特點(diǎn) 工程實(shí)用方法，效果接近自然采樣法，計(jì)算量小得多,圖6-12 規(guī)則采樣法,29,6.2.3 規(guī)則

16、采樣法,規(guī)則采樣法原理 圖6-12，三角波兩個(gè)正峰值之間為一個(gè)采樣周期Tc 自然采樣法中，脈沖中點(diǎn)不和三角波一周期的中點(diǎn)（即負(fù)峰點(diǎn)）重合 規(guī)則采樣法使兩者重合，每個(gè)脈沖的中點(diǎn)都以相應(yīng)的三角波中點(diǎn)為對(duì)稱，使計(jì)算大為簡(jiǎn)化 在三角波的負(fù)峰時(shí)刻tD對(duì)正弦信號(hào)波采樣得D點(diǎn)，過D作水平直線和三角波分別交于A、B點(diǎn)，在A點(diǎn)時(shí)刻tA和B點(diǎn)時(shí)刻tB控制開關(guān)器件的通斷 脈沖寬度d 和用自然采樣法得到的脈沖寬度非常接近,30,6.2.3 規(guī)則采樣法,規(guī)則采樣法計(jì)算公式推導(dǎo) 正弦調(diào)制信號(hào)波 式中，a稱為調(diào)制度，0a1；wr為信號(hào)波角頻率。從圖6-12得 因此可得 三角波一周期內(nèi)，脈沖兩邊間隙寬度,(6-6),(6-7

17、),31,6.2.3 規(guī)則采樣法,三相橋逆變電路的情況 三角波載波公用，三相正弦調(diào)制波相位依次差120 同一三角波周期內(nèi)三相的脈寬分別為dU、dV和dW，脈沖兩邊的間隙寬度分別為dU、dV和dW，同一時(shí)刻三相調(diào)制波電壓之和為零，由式(6-6)得 (6-8) 由式(6-7)得 (6-9) 利用以上兩式可簡(jiǎn)化三相SPWM波的計(jì)算,32,6.2.4 PWM逆變電路的諧波分析,使用載波對(duì)正弦信號(hào)波調(diào)制，產(chǎn)生了和載波有關(guān)的諧波分量 諧波頻率和幅值是衡量PWM逆變電路性能的重要指標(biāo)之一 分析雙極性SPWM波形 同步調(diào)制可看成異步調(diào)制的特殊情況，只分析異步調(diào)制方式 分析方法 不同信號(hào)波周期的PWM波不同，無

18、法直接以信號(hào)波周期為基準(zhǔn)分析 以載波周期為基礎(chǔ)，再利用貝塞爾函數(shù)推導(dǎo)出PWM波的傅里葉級(jí)數(shù)表達(dá)式 分析過程相當(dāng)復(fù)雜，結(jié)論卻簡(jiǎn)單而直觀,33,6.2.4 PWM逆變電路的諧波分析,單相的分析結(jié)果 圖6-13，不同a時(shí)單相橋式PWM逆變電路輸出電壓頻譜圖 諧波角頻率為 (6-10) 式中，n=1,3,5,時(shí)，k=0,2,4, ；n=2,4,6,時(shí)，k=1,3,5, ,PWM波中不含低次諧波，只含wc及其附近的諧波以及 2wc、3wc等及其附近的諧波,圖6-13 單相PWM橋式逆變電路輸出電壓頻譜圖,34,6.2.4 PWM逆變電路的諧波分析,三相的分析結(jié)果 公用載波信號(hào)時(shí)的情況 輸出線電壓中的諧波

19、角頻率為 式中，n=1,3,5,時(shí)， k=3(2m1)1，m=1,2,； n=2,4,6,時(shí)， 圖6-14，輸出線電壓頻譜圖,圖6-14 三相橋式PWM逆變電路輸出線電壓頻譜圖,(6-11),35,6.2.4 PWM逆變電路的諧波分析,和單相比較(圖6-13)，共同點(diǎn)是都不含低次諧波，一個(gè)較顯著的區(qū)別是載波角頻率wc整數(shù)倍的諧波沒有了，諧波中幅值較高的是wc2wr和2wcwr SPWM波中諧波主要是角頻率為wc、2wc及其附近的諧波，很容易濾除 當(dāng)調(diào)制信號(hào)波不是正弦波時(shí)，諧波由兩部分組成：一部分是對(duì)信號(hào)波本身進(jìn)行諧波分析所得的結(jié)果，另一部分是由于信號(hào)波對(duì)載波的調(diào)制而產(chǎn)生的諧波。后者的諧波分布情

20、況和SPWM波的諧波分析一致,36,6.2.5 提高直流電壓利用率和減少開關(guān)次數(shù),直流電壓利用率逆變電路輸出交流電壓基波最大幅值U1m和直流電壓Ud之比 提高直流電壓利用率可提高逆變器的輸出能力 減少器件的開關(guān)次數(shù)可以降低開關(guān)損耗 正弦波調(diào)制的三相PWM逆變電路，調(diào)制度a為1時(shí)，輸出線電壓的基波幅值為 ，直流電壓利用率為0.866，實(shí)際還更低 梯形波調(diào)制方法的思路 采用梯形波作為調(diào)制信號(hào)，可有效提高直流電壓利用率 當(dāng)梯形波幅值和三角波幅值相等時(shí)，梯形波所含的基波分量幅值更大,37,6.2.5 提高直流電壓利用率和減少開關(guān)次數(shù),梯形波調(diào)制方法的原理及波形 梯形波的形狀用三角化率s =Ut/Uto

21、描述，Ut為以橫軸為底時(shí)梯形波的高，Uto為以橫軸為底邊把梯形兩腰延長后相交所形成的三角形的高 s =0時(shí)梯形波變?yōu)榫匦尾?，s =1時(shí)梯形波變?yōu)槿遣?梯形波含低次諧波，PWM波含同樣的低次諧波 低次諧波（不包括由載波引起的諧波）產(chǎn)生的波形畸變率為d,圖6-15 梯形波為調(diào)制信號(hào)的PWM控制,38,6.2.5 提高直流電壓利用率和減少開關(guān)次數(shù),圖6-16，d 和U1m /Ud隨s 變化的情況 圖6-17，s 變化時(shí)各次諧波分量幅值Unm和基波幅值U1m之比 s = 0.4時(shí)，諧波含量也較少，d 約為3.6%，直流電壓利用率為1.03，綜合效果較好 梯形波調(diào)制的缺點(diǎn)：輸出波形中含5次、7次等低次

22、諧波,圖6-16 s 變化時(shí)的d 和直流電壓利用率,圖6-17 s 變化時(shí)的各次諧波含量,39,6.2.5 提高直流電壓利用率和減少開關(guān)次數(shù),線電壓控制方式（疊加3次諧波） 對(duì)兩個(gè)線電壓進(jìn)行控制，適當(dāng)?shù)乩枚嘤嗟囊粋€(gè)自由度來改善控制性能 目標(biāo)使輸出線電壓不含低次諧波的同時(shí)盡可能提高直流電壓利用率，并盡量減少器件開關(guān)次數(shù),圖6-18 疊加3次諧波的調(diào)制信號(hào),40,6.2.5 提高直流電壓利用率和減少開關(guān)次數(shù),直接控制手段仍是對(duì)相電壓進(jìn)行控制，但控制目標(biāo)卻是線電壓 相對(duì)線電壓控制方式，控制目標(biāo)為相電壓時(shí)稱為相電壓控制方式 在相電壓調(diào)制信號(hào)中疊加3次諧波，使之成為鞍形波，輸出相電壓中也含3次諧波，且

23、三相的三次諧波相位相同。合成線電壓時(shí)，3次諧波相互抵消，線電壓為正弦波 鞍形波的基波分量幅值大 除疊加3次諧波外，還可疊加其他3倍頻的信號(hào)，也可疊加直流分量，都不會(huì)影響線電壓,41,6.2.5 提高直流電壓利用率和減少開關(guān)次數(shù),線電壓控制方式（疊加3倍次諧波和直流分量）（圖6-19） 疊加up，既包含3倍次諧波，也包含直流分量，up大小隨正弦信號(hào)的大小而變化 設(shè)三角波載波幅值為1，三相調(diào)制信號(hào)的正弦分別為urU1、urV1和urW1，并令 (6-12) 則三相的調(diào)制信號(hào)分別為,(6-13),42,6.2.5 提高直流電壓利用率和減少開關(guān)次數(shù),不論urU1、urV1和urW1幅值的大小，urU、

24、urV、urW總有1/3周期的值和三角波負(fù)峰值相等。在這1/3周期中，不對(duì)調(diào)制信號(hào)值為-1的相進(jìn)行控制，只對(duì)其他兩相進(jìn)行控制，這種控制方式稱為兩相控制方式 優(yōu)點(diǎn) （1）在1/3周期內(nèi)器件不動(dòng)作，開關(guān)損耗減少1/3 （2）最大輸出線電壓基波幅值為Ud，直流電壓利用率 提高 （3）輸出線電壓不含低次諧波，優(yōu)于梯形波調(diào)制方式,43,6.2.6 PWM逆變電路的多重化,PWM多重化逆變電路，一般目的：提高等效開關(guān)頻率、減少開關(guān)損耗、減少和載波有關(guān)的諧波分量 PWM逆變電路多重化聯(lián)結(jié)方式有變壓器方式和電抗器方式 利用電抗器聯(lián)接的二重PWM逆變電路（圖6-20，圖 6-21)） 兩個(gè)單元的載波信號(hào)錯(cuò)開18

25、0 輸出端相對(duì)于直流電源中點(diǎn)N的電壓uUN=(uU1N+uU2N)/2，已變?yōu)閱螛O性PWM波,圖6-20 二重PWM型逆變電路,44,6.2.6 PWM逆變電路的多重化,輸出線電壓共有0、(1/2)Ud、Ud五個(gè)電平，比非多重化時(shí)諧波有所減少 電抗器上所加電壓頻率為載波頻率，比輸出頻率高得多，只要很小的電抗器就可以了 輸出電壓所含諧波角頻率仍可表示為nwc+kwr，但其中n為奇數(shù)時(shí)的諧波已全被除去，諧波最低頻率在2wc附近，相當(dāng)于電路的等效載波頻率提高一倍,圖6-21 二重PWM型逆變電路輸出波形,45,6.3 PWM跟蹤控制技術(shù),PWM波形生成的第三種方法跟蹤控制 方法 把希望輸出的波形作為

26、指令信號(hào)，把實(shí)際波 形作為反饋信號(hào)，通過兩者的瞬時(shí)值比較來 決定逆變電路各開關(guān)器件的通斷，使實(shí)際的 輸出跟蹤指令信號(hào)變化 常用的有滯環(huán)比較方式和三角波比較方式,46,6.3.1 滯環(huán)比較方式,電流跟蹤控制應(yīng)用最多 基本原理 把指令電流i*和實(shí)際輸出電流i的偏差i*-i作為滯環(huán)比較 器的輸入 通過比較器的輸出控制器件V1和V2的通斷 V1（或VD1）通時(shí)，i增大 V2（或VD2）通時(shí)，i減小 通過環(huán)寬為2DI的滯環(huán)比較器的控制，i就在i*+DI和i*-DI的范圍內(nèi)，呈鋸齒狀地跟蹤指令電流i*,47,6.3.1 滯環(huán)比較方式,參數(shù)的影響 滯環(huán)環(huán)寬對(duì)跟蹤性能的影響：環(huán)寬過寬時(shí)，開關(guān)頻率低，跟蹤誤差大

27、；環(huán)寬過窄時(shí)，跟蹤誤差小，但開關(guān)頻率過高，開關(guān)損耗增大 電抗器L的作用：L大時(shí)，i的變化率小，跟蹤慢 L小時(shí)，i的變化率大，開關(guān)頻率過高,圖6-22 滯環(huán)比較方式電流跟蹤控制舉例,圖6-23 滯環(huán)比較方式的指令電流和輸出電流,48,6.3.1 滯環(huán)比較方式,三相的情況,圖6-25 三相電流跟蹤型PWM逆變電路輸出波形,圖6-24 三相電流跟蹤型PWM逆變電路,49,6.3.1 滯環(huán)比較方式,采用滯環(huán)比較方式的電流跟蹤型PWM變流電路有如下特點(diǎn) （1）硬件電路簡(jiǎn)單 （2）實(shí)時(shí)控制，電流響應(yīng)快 （3）不用載波，輸出電壓波形中不含特定頻率的諧波 （4）和計(jì)算法及調(diào)制法相比，相同開關(guān)頻率時(shí)輸出電 流中

28、高次諧波含量多 （5）閉環(huán)控制，是各種跟蹤型PWM變流電路的共同特點(diǎn),50,6.3.1 滯環(huán)比較方式,采用滯環(huán)比較方式實(shí)現(xiàn)電壓跟蹤控制 把指令電壓u*和輸出電壓u進(jìn)行比較，濾除偏差信號(hào)中的諧波，濾波器的輸出送入滯環(huán)比較器，由比較器輸出控制開關(guān)器件的通斷，從而實(shí)現(xiàn)電壓跟蹤控制,圖6-26 電壓跟蹤控制電路舉例,51,6.3.1 滯環(huán)比較方式,和電流跟蹤控制電路相比，只是把指令和反饋信號(hào)從電流變?yōu)殡妷?輸出電壓PWM波形中含大量高次諧波，必須用適當(dāng)?shù)臑V波器濾除 u*=0時(shí)，輸出電壓u為頻率較高的矩形波，相當(dāng)于一個(gè)自勵(lì)振蕩電路 u*為直流信號(hào)時(shí)，u產(chǎn)生直流偏移，變?yōu)檎?fù)脈沖寬度不等，正寬負(fù)窄或正窄負(fù)

29、寬的矩形波 u*為交流信號(hào)時(shí)，只要其頻率遠(yuǎn)低于上述自勵(lì)振蕩頻率，從u中濾除由器件通斷產(chǎn)生的高次諧波后，所得的波形就幾乎和u* 相同，從而實(shí)現(xiàn)電壓跟蹤控制,52,6.3.2 三角波比較方式,基本原理 不是把指令信號(hào)和三角波直接進(jìn)行比較，而是通過閉環(huán)來進(jìn)行控制 把指令電流i*U、i*V和i*W和實(shí)際輸出電流iU、iV、iW進(jìn)行比較，求出偏差，通過放大器A放大后，再去和三角波進(jìn)行比較，產(chǎn)生PWM波形 放大器A通常具有比例積分特性或比例特性，其系數(shù)直接影響電流跟蹤特性,53,6.3.2 三角波比較方式,特點(diǎn) 開關(guān)頻率固定，等于載波頻率，高頻濾波器設(shè)計(jì)方便 為改善輸出電壓波形，三角波載波常用三相三角波載

30、波 和滯環(huán)比較控制方式相比，這種控制方式輸出電流所含的諧波少,圖6-27 三角波比較方式電流跟蹤型逆變電路,54,6.3.2 三角波比較方式,定時(shí)比較方式 不用滯環(huán)比較器，而是設(shè)置一個(gè)固定的時(shí)鐘 以固定采樣周期對(duì)指令信號(hào)和被控制變量進(jìn)行采樣，根據(jù)偏差的極性來控制開關(guān)器件通斷 在時(shí)鐘信號(hào)到來的時(shí)刻，如i i*，V1斷，V2通，使i減小 每個(gè)采樣時(shí)刻的控制作用都使實(shí)際電流與指令電流的誤差減小 采用定時(shí)比較方式時(shí)，器件的最高開關(guān)頻率為時(shí)鐘頻率的1/2 和滯環(huán)比較方式相比，電流控制誤差沒有一定的環(huán)寬，控制的精度低一些,55,6.4 PWM整流電路及其控制方法,實(shí)用的整流電路幾乎都是晶閘管整流或二極管整

31、流 晶閘管相控整流電路：輸入電流滯后于電壓，且其中諧波分量大，因此功率因數(shù)很低 二極管整流電路：雖位移因數(shù)接近1，但輸入電流中諧波分量很大，所以功率因數(shù)也很低 把逆變電路中的SPWM控制技術(shù)用于整流電路，就形成了PWM整流電路 控制PWM整流電路，使其輸入電流非常接近正弦波，且和輸入電壓同相位，功率因數(shù)近似為1，也稱單位功率因數(shù)變流器，或高功率因數(shù)整流器,56,6.4.1 PWM整流電路的工作原理,PWM整流電路也可分為電壓型和電流型兩大類，目前電壓型的較多 1單相PWM整流電路 圖6-28a和b分別為單相半橋和全橋PWM整流電路 半橋電路直流側(cè)電容必須由兩個(gè)電容串聯(lián)，其中點(diǎn)和交流電源連接 全

32、橋電路直流側(cè)電容只要一個(gè)就可以 交流側(cè)電感Ls包括外接電抗器的電感和交流電源內(nèi)部電感，是電路正常工作所必須的,圖6-28 單相PWM整流電路,a) 單相半橋電路,b) 單相全橋電路,57,6.4.1 PWM整流電路的工作原理,單相全橋PWM整流電路的工作原理 正弦信號(hào)波和三角波相比較的方法對(duì)圖6-28b中的V1V4進(jìn)行SPWM控制，就可以在橋的交流輸入端AB產(chǎn)生一個(gè)SPWM波uAB uAB中含有和正弦信號(hào)波同頻率且幅值成比例的基波分量，以及和三角波載波有關(guān)的頻率很高的諧波，不含有低次諧波 由于Ls的濾波作用，諧波電壓只使is產(chǎn)生很小的脈動(dòng) 當(dāng)正弦信號(hào)波頻率和電源頻率相同時(shí)，is也為與電源頻率相

33、同的正弦波 us一定時(shí)，is幅值和相位僅由uAB中基波uABf的幅值及其與us的相位差決定 改變uABf的幅值和相位，可使is和us同相或反相，is比us超前90，或使is與us相位差為所需角度,58,6.4.1 PWM整流電路的工作原理,相量圖（圖6-29） a： 滯后 相角d ， 和 同相，整流狀態(tài)，功率因數(shù)為1。PWM整流電路最基本的工作狀態(tài) b： 超前 相角d ， 和 反相，逆變狀態(tài)，說明PWM整流電路可實(shí)現(xiàn)能量正反兩個(gè)方向的流動(dòng)，這一特點(diǎn)對(duì)于需再生制動(dòng)的交流電動(dòng)機(jī)調(diào)速系統(tǒng)很重要 c： 滯后 相角d， 超前 90，電路向交流電源送出無功功率，這時(shí)稱為靜止無功功率發(fā)生器（Static V

34、ar GeneratorSVG） d：通過對(duì) 幅值和相位的控制，可以使 比 超前或滯后任一角度j,59,6.4.1 PWM整流電路的工作原理,對(duì)單相全橋PWM整流電路工作原理的進(jìn)一步說明 整流狀態(tài)下 us 0時(shí)，（V2、VD4、VD1、Ls）和（V3、VD1、VD4、Ls）分別組成兩個(gè)升壓斬波電路，以（V2、VD4、VD1、Ls）為例 V2通時(shí)，us通過V2、VD4向Ls儲(chǔ)能 V2關(guān)斷時(shí)，Ls中的儲(chǔ)能通過VD1、VD4向C充電,60,6.4.1 PWM整流電路的工作原理,us 0時(shí)，（V1、VD3、VD2、Ls）和（V4、VD2、VD3、Ls）分別組成兩個(gè)升壓斬波電路 由于是按升壓斬波電路工作

35、，如控制不當(dāng)，直流側(cè)電容電壓可能比交流電壓峰值高出許多倍，對(duì)器件形成威脅 另一方面，如直流側(cè)電壓過低，例如低于us的峰值，則uAB中就得不到圖6-29a中所需的足夠高的基波電壓幅值，或uAB中含有較大的低次諧波，這樣就不能按需要控制is，is波形會(huì)畸變 可見，電壓型PWM整流電路是升壓型整流電路，其輸出直流電壓可從交流電源電壓峰值附近向高調(diào)節(jié)，如要向低調(diào)節(jié)就會(huì)使性能惡化，以至不能工作,61,6.4.1 PWM整流電路的工作原理,2三相PWM整流電路 圖6-30，三相橋式PWM整流電路，最基本的PWM整流電路之一，應(yīng)用最廣 工作原理和前述的單相全橋電路相似，只是從單相擴(kuò)展到三相 進(jìn)行SPWM控制

36、，在交流輸入端A、B和C可得SPWM電壓，按圖6-29a的相量圖控制，可使ia、ib、ic為正弦波且和電壓同相且功率因數(shù)近似為1 和單相相同，該電路也可工作在逆變運(yùn)行狀態(tài)及圖c或d的狀態(tài),圖6-30 三相橋式PWM整流電路,62,6.4.2 PWM整流電路的控制方法,有多種控制方法，根據(jù)有沒有引入電流反饋可分為兩種 沒有引入交流電流反饋的間接電流控制 引入交流電流反饋的直接電流控制 1間接電流控制 間接電流控制也稱為相位和幅值控制 按圖6-29a（逆變時(shí)為圖6-29b）的相量關(guān)系來控制整流橋交流輸入端電壓，使得輸入電流和電壓同相位，從而得到功率因數(shù)為1的控制效果 圖6-31，間接電流控制的系統(tǒng)

37、結(jié)構(gòu)圖 圖中的PWM整流電路為圖6-30的三相橋式電路 控制系統(tǒng)的閉環(huán)是整流器直流側(cè)電壓控制環(huán),63,6.4.2 PWM整流電路的控制方法,控制原理 和實(shí)際直流電壓ud比較后送入PI調(diào)節(jié)器，PI調(diào)節(jié)器的輸出為一直流電流信號(hào)id，id的大小和整流器交流輸入電流幅值成正比 穩(wěn)態(tài)時(shí)，ud= ，PI調(diào)節(jié)器輸入為零，PI調(diào)節(jié)器的輸出id和負(fù)載電流大小對(duì)應(yīng)，也和交流輸入電流幅值相對(duì)應(yīng) 負(fù)載電流增大時(shí)，C放電而使ud下降，PI的輸入端出現(xiàn)正偏差，使其輸出id增大，進(jìn)而使交流輸入電流增大，也使ud回升。達(dá)到新的穩(wěn)態(tài)時(shí)，ud和 相等，PI調(diào)節(jié)器輸入仍恢復(fù)到零，而id則穩(wěn)定為為新的較大的值，與較大的負(fù)載電流和較大

38、的交流輸入電流對(duì)應(yīng) 負(fù)載電流減小時(shí)，調(diào)節(jié)過程和上述過程相反,64,6.4.2 PWM整流電路的控制方法,從整流運(yùn)行向逆變運(yùn)行轉(zhuǎn)換 首先負(fù)載電流反向而向C充電，ud抬高，PI調(diào)節(jié)器出現(xiàn)負(fù)偏差，id減小后變?yōu)樨?fù)值，使交流輸入電流相位和電壓相位反相，實(shí)現(xiàn)逆變運(yùn)行 穩(wěn)態(tài)時(shí)，ud和 仍然相等，PI調(diào)節(jié)器輸入恢復(fù)到零，id為負(fù)值，并與逆變電流的大小對(duì)應(yīng),圖6-31 間接電流控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu),65,6.4.2 PWM整流電路的控制方法,控制系統(tǒng)中其余部分的工作原理 圖中上面的乘法器是id分別乘以和a、b、c三相相電壓同相位的正弦信號(hào)，再乘以電阻R，得到各相電流在Rs上的壓降uRa、uRb和uRc 圖中下面的乘法

39、器是id分別乘以比a、b、c三相相電壓相位超前/2的余弦信號(hào)，再乘以電感L的感抗，得到各相電流在電感Ls上的壓降uLa、uLb和uLc 各相電源相電壓ua、ub、uc分別減去前面求得的輸入電流在電阻R和電感L上的壓降，就可得到所需要的交流輸入端各相的相電壓uA、uB和uC的信號(hào)，用該信號(hào)對(duì)三角波載波進(jìn)行調(diào)制，得到PWM開關(guān)信號(hào)去控制整流橋，就可以得到需要的控制效果。,66,6.4.2 PWM整流電路的控制方法,存在的問題 在信號(hào)運(yùn)算過程中用到電路參數(shù)Ls和Rs，當(dāng)Ls和Rs的運(yùn)算值和實(shí)際值有誤差時(shí)，會(huì)影響到控制效果 是基于系統(tǒng)的靜態(tài)模型設(shè)計(jì)的，其動(dòng)態(tài)特性較差 間接電流控制的系統(tǒng)應(yīng)用較少 2 直

40、接電流控制 通過運(yùn)算求出交流輸入電流指令值，再引入交流電流反饋，通過對(duì)交流電流的直接控制而使其跟蹤指令電流值，因此稱為直接電流控制 有不同的電流跟蹤控制方法，圖6-32給出一種最常用的采用電流滯環(huán)比較方式的控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖,67,6.4.2 PWM整流電路的控制方法,控制系統(tǒng)組成 雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，外環(huán)是直流電壓控制環(huán)，內(nèi)環(huán)是交流電流控制環(huán) 外環(huán)的結(jié)構(gòu)、工作原理和圖6-31間接電流控制系統(tǒng)相同 外環(huán)PI調(diào)節(jié)器的輸出為id，id分別乘以和a、b、c三相相電壓同相位的正弦信號(hào)，得到三相交流電流的正弦指令信號(hào) ， 和 。 ， 和 分別和各自的電源電壓同相位，其幅值和反映負(fù)載電流大小的直流信號(hào)id成正比，

41、這是整流器運(yùn)行時(shí)所需的交流電流指令信號(hào)。 指令信號(hào)和實(shí)際交流電流信號(hào)比較后，通過滯環(huán)對(duì)器件進(jìn)行控制，便可使實(shí)際交流輸入電流跟蹤指令值,68,6.4.2 PWM整流電路的控制方法,圖6-32 直接電流控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖 優(yōu)點(diǎn) 控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，電流響應(yīng)速度快，系統(tǒng)魯棒性好 獲得了較多的應(yīng)用,69,本章小結(jié),PWM控制技術(shù)的地位 PWM控制技術(shù)是在電力電子領(lǐng)域有著廣泛的應(yīng)用，并對(duì)電力電子技術(shù)產(chǎn)生了十分深遠(yuǎn)影響的一項(xiàng)技術(shù) 器件與PWM技術(shù)的關(guān)系 IGBT、電力MOSFET等為代表的全控型器件的不斷完善給PWM控制技術(shù)提供了強(qiáng)大的物質(zhì)基礎(chǔ) PWM控制技術(shù)用于直流斬波電路 直流斬波電路實(shí)際上就是直流PWM電路，