鑒頻特性曲線

1、第7章頻率調(diào)制與解調(diào),7.1 調(diào)頻信號(hào)分析 7.2 調(diào)頻器與調(diào)頻方法 7.3 調(diào)頻電路 7.4 鑒頻器與鑒頻方法 7.5 鑒頻電路 7.6 調(diào)頻收發(fā)信機(jī)及特殊電路 7.7 調(diào)頻多重廣播 思考題與習(xí)題,引言,角度調(diào)制頻率調(diào)制（調(diào)頻FM）和相位調(diào)制（調(diào)相PM）， 都表現(xiàn)為相角的變化，但變化規(guī)律不同,頻率調(diào)制使高頻振蕩信號(hào)的頻率按調(diào)制信號(hào)的規(guī)律變化（順勢(shì)頻率變化的大小與調(diào)制信號(hào)成線性關(guān)系），振幅保持恒定的調(diào)制方式,角度解調(diào)調(diào)頻信號(hào)的解調(diào)（鑒頻或頻率檢波）和 調(diào)相信號(hào)的解調(diào)（鑒相或相位檢波,相位調(diào)制使高頻振蕩信號(hào)的相位按調(diào)制信號(hào)的規(guī)律變化（瞬時(shí)角度變化的大小與調(diào)制信號(hào)成線性關(guān)系），振幅保持恒定的調(diào)制方

2、式,角度調(diào)制屬于頻譜的非線性變換，分析方法和電路模型與頻譜線性搬移電路不同,7.1.1 調(diào)頻信號(hào)的參數(shù)與波形 單一頻率調(diào)制信號(hào) u(t)=U cost， 載波電壓 uC (t)=UC cosct， 則根據(jù)頻率調(diào)制的定義，調(diào)頻信號(hào)的瞬時(shí)角頻率為,在c的基礎(chǔ)上，增加了與u(t)成正比的頻率偏移。 Kf比例常數(shù),7-2,調(diào)頻信號(hào)的瞬時(shí)相位(t)是瞬時(shí)角頻率(t)對(duì)時(shí)間的積分,7.1 調(diào)頻信號(hào)分析,t)=c+(t)=c+kfu(t)=c+m cost (7-1,信號(hào)的起始角頻率。為了分析方便，設(shè) 調(diào)頻指數(shù),7-3,兩個(gè)重要參數(shù): m和mf，下面分別予以討論,FM波的表示式為,7-4,m 相對(duì)于載頻的最

3、大角頻偏(峰值角頻偏) fm=m/2最大頻偏,m衡量信號(hào)頻率受調(diào)制程度的重要參數(shù)， 也是衡量調(diào)頻信號(hào)質(zhì)量的重要指標(biāo),m=kfU，m與U成正比，表示受調(diào)制信號(hào)控制的程度,kf 調(diào)頻靈敏度，比例常數(shù)，表示U對(duì)最大角頻偏的控制能力，它是單位調(diào)制電壓產(chǎn)生的頻偏值，是產(chǎn)生FM信號(hào)電路的一個(gè)參數(shù)（由調(diào)制電路決定,圖 7-1 調(diào)頻波波形,頻率調(diào)制過程中調(diào)制信號(hào)、 調(diào)頻信號(hào)及相應(yīng)的瞬時(shí)頻率和瞬時(shí)相位波形,瞬時(shí)頻率變化范圍為 fc fmfc+fm,最大變化值為2fm,圖7-2 調(diào)頻波fm、 mf與F的關(guān)系,mf=m/=fm/F調(diào)頻指數(shù)，無因次量。 是調(diào)頻波與未調(diào)載波的最大相位差m， mf與U成正比（因此也稱為調(diào)

4、制深度），與成反比。圖7-2表示了fm、 mf與調(diào)制頻率F的關(guān)系,調(diào)頻波的波形分析：當(dāng)u最大時(shí)，(t)也最高，波形密集, 當(dāng)u為負(fù)峰時(shí)，頻率最低，波形最疏調(diào)頻波是波形疏密變化的等幅波,調(diào)頻是將消息寄載在頻率上而不是在幅度上,引言： 通常，同一調(diào)制信號(hào)調(diào)制的調(diào)頻信號(hào)和調(diào)相信號(hào)，其頻譜結(jié)構(gòu)不同。調(diào)制信號(hào)為單音信號(hào)時(shí)，其頻譜結(jié)構(gòu)類似。 考慮到對(duì)它們的分析方法相同，這里只分析調(diào)頻信號(hào)的頻譜,7.1.2 調(diào)頻波的頻譜,1 調(diào)頻波的展開式,周期為2/的周期性時(shí)間函數(shù)，可以將它展開為傅氏級(jí)數(shù)，其基波角頻率為，即,7-5,Jn(mf)隨mf變化的曲線。 并具有以下特性: Jn(mf)=Jn(mf)， n為偶數(shù)

5、 Jn(mf)=Jn(mf)， n為奇數(shù),Jn(mf)是宗數(shù)為mf的n階第一類貝塞爾函數(shù)，它可以用無窮級(jí)數(shù)進(jìn)行計(jì)算,7-6,圖 7-3 第一類貝塞爾函數(shù)曲線,7-7,調(diào)頻波的級(jí)數(shù)展開式為,圖 7-3 第一類貝塞爾函數(shù)曲線,在圖7-3的第一類貝塞爾函數(shù)曲線中，除了J0(mf)外，在mf=0的其它各階函數(shù)值都為零。這意味著，當(dāng)沒有角度調(diào)制時(shí)，除了載波外，不含有其它頻率分量。所有貝塞爾函數(shù)都是正負(fù)交替變化的非周期函數(shù)，在mf的某些值上，函數(shù)值為零。與此對(duì)應(yīng)，在某些確定的m值，對(duì)應(yīng)的頻率分量為零,分析：1.單一頻率調(diào)頻波是由許多頻率分量組成的，而不是像振幅調(diào)制那樣，單一低頻調(diào)制時(shí)只產(chǎn)生兩個(gè)邊頻(AM、

6、 DSB)或一個(gè)邊頻(SSB)。因此調(diào)頻和調(diào)相屬于非線性調(diào)制,2 調(diào)頻波的頻譜結(jié)構(gòu)和特點(diǎn),將上式進(jìn)一步展開，有,7-8,mf=m/=fm/F， 它既取決于調(diào)頻的頻偏fm(它與調(diào)制電壓U成正比)，又取決于調(diào)制頻率F,2.調(diào)頻波是由載波c與無數(shù)邊頻cn組成的，這些邊頻對(duì)稱地分布在載頻兩邊，其幅度取決于調(diào)制指數(shù)mf,圖 7-4 單頻調(diào)制時(shí)FM波的振幅譜 (a) 為常數(shù); (b) m為常數(shù),不同mf時(shí)調(diào)頻信號(hào)的振幅譜,保持fm不變而改變F時(shí)的頻譜,當(dāng)mf相同時(shí)，其頻譜的包絡(luò)形狀是相同的,3.對(duì)于n為偶數(shù)的邊頻分量，邊頻的符號(hào)相同，若將這一對(duì)邊頻相加，則其合成波為一雙邊帶(DSB)信號(hào)，其高頻相位與載波

7、相同。若用矢量表示，偶次邊頻將沿載波方向變化,對(duì)于n為奇數(shù)的邊頻分量，邊頻的符號(hào)相反，相加后其合成矢量與載波方向垂直,圖 7-5 調(diào)頻信號(hào)的矢量表示,圖 7-5 調(diào)頻信號(hào)的矢量表示,比較分析：調(diào)頻信號(hào)的調(diào)角作用是由這些奇次邊頻完成的，而它們所引起的附加幅度變化，由偶次邊頻的調(diào)幅作用來補(bǔ)償，從而得到幅度不變的合成矢量,窄帶調(diào)頻,當(dāng)調(diào)頻波的調(diào)制指數(shù)mf較小時(shí), 由圖7-3可知, |J1(mf)|J2(mf)|、|J3(mf)| 、 ，此時(shí)可以認(rèn)為調(diào)頻波只由載波c和c的邊頻構(gòu)成。這種調(diào)頻波通常稱為窄帶調(diào)頻(NBFM)， 其振幅譜與一般AM波完全相同,從實(shí)際應(yīng)用出發(fā)，調(diào)頻信號(hào)的帶寬是將大于一定幅度的頻

8、率分量包括在內(nèi)。這樣就可以使頻帶內(nèi)集中了信號(hào)的絕大部分功率，也不致因忽略其它分量而帶來可察覺的失真。通常采用的準(zhǔn)則是，信號(hào)的頻帶寬度應(yīng)包括幅度大于未調(diào)載波1%以上的邊頻分量，即 |Jn(m f)|0.01 在某些要求不高的場(chǎng)合，此標(biāo)準(zhǔn)也可以定為5%或者10,調(diào)頻波的另一個(gè)重要指標(biāo)是信號(hào)的頻帶寬度,7.1.3 調(diào)頻波的信號(hào)帶寬,它對(duì)應(yīng)于最高邊頻分量幅度大于未調(diào)載波的10%和調(diào)頻信號(hào)功率的98%左右。此式在mf1和mf1(如mf0.3)的兩種極端情況下，可化為式(7-9)和式(7-10,對(duì)于不同的mf值，有用邊頻的數(shù)目(2n)可查貝塞爾函數(shù)表或曲線得到。滿足|Jn(mf)|0.01的n/mf與mf

9、的關(guān)系曲線如圖7-6所示。由圖可見，當(dāng)mf很大時(shí)，n/mf 趨近于1。因此當(dāng)mf1時(shí)，應(yīng)將n=mf的邊頻包括在頻帶內(nèi)，此時(shí)帶寬為 Bs=2nF=2mfF=2fm (7-9) 當(dāng)mf很小時(shí)，如mf0.5，為窄頻帶調(diào)頻，此時(shí) Bs=2F (7-10,對(duì)于一般情況，帶寬為 Bs=2(mf+1)F=2(fm+F) 廣泛應(yīng)用的調(diào)頻波的帶寬公式，又稱卡森(Carson)公式,7-11,圖 7-6 |Jn(mf)|0.01時(shí)的n/mf曲線,對(duì)于任何調(diào)制信號(hào)波形，只要峰值頻偏fm比調(diào)制頻率的最高頻率大得多，其信號(hào)帶寬都可以認(rèn)為是Bs=2fm。 因此，頻率調(diào)制是一種恒定帶寬的調(diào)制,更準(zhǔn)確的調(diào)頻波帶寬計(jì)算公式為,

10、7-12,mf 1 的窄頻帶調(diào)頻時(shí)，帶寬由第一對(duì)邊頻分量決定， Bs=2F只隨F變化，而與fm無關(guān),當(dāng)mf1時(shí)， Bs=2nF=2mfF=2fm，帶寬Bs只與頻偏fm成 比例，而與調(diào)制頻率F無關(guān),當(dāng)調(diào)制信號(hào)不是單一頻率時(shí)，由于調(diào)頻是非線性過程，其頻譜要復(fù)雜得多。比如有F1、 F2兩個(gè)調(diào)制頻率，則根據(jù)式(7-7)可寫出 可見，F(xiàn)M信號(hào)中不但有c，cn1，ck2分量, 還會(huì)有cn1k2的組合分量。根據(jù)分析和經(jīng)驗(yàn)，當(dāng)多頻調(diào)制信號(hào)調(diào)頻時(shí)，仍可以用式(7-11)來計(jì)算FM信號(hào)帶寬。其中fm應(yīng)該用峰值頻偏，F(xiàn)和mf用最大調(diào)制頻率Fmax和對(duì)應(yīng)的mf,Bs=2(mf+1)F=2(fm+F,7-11,例：通常

11、調(diào)頻廣播中規(guī)定的峰值頻偏fm為75 kHz，最高調(diào)制頻率F為 15 kHz， 故mf=5，由式(7-11)可計(jì)算出此FM信號(hào)的頻帶寬度為180 kHz。 綜上所述，除了窄帶調(diào)頻外，當(dāng)調(diào)制頻率F相同時(shí)，調(diào)頻信號(hào)的帶寬比振幅調(diào)制(AM、 DSB、 SSB)要大得多。由于信號(hào)頻帶寬，通常FM只用于超短波及頻率更高的波段,fm=m/2最大頻偏,mf=m/=fm/F,Bs=2(mf+1)F=2(fm+F,從Jn(mf)曲線可看出，適當(dāng)選擇mf值，可使任一特定頻率分量(包括載頻及任意邊頻)達(dá)到所要求的那樣小。例如mf=2.405時(shí)，J0(mf)=0，在這種情況下，所有功率都在邊頻中,結(jié)論：調(diào)頻波的平均功率

12、與未調(diào)載波平均功率相等,當(dāng)mf由零增加時(shí)，已調(diào)制的載頻功率下降，而分散給其它邊頻分量，總功率不變。調(diào)制的過程只是進(jìn)行功率的重新分配調(diào)頻器可以理解為一個(gè)功率分配器它將載波功率分配給每個(gè)邊頻分量，而分配的原則與調(diào)頻指數(shù)mf有關(guān),如u(t)=U cost,并令0=0，則其瞬時(shí)相位為 (7-16) 從而得到調(diào)相信號(hào)為 uPM(t)=UC cos(ct+mp cost) (7-17) m=kpU=mp最大相偏， Mp調(diào)相指數(shù)。 kp=m/U調(diào)相靈敏度，它表示單位調(diào)制電壓所引起的相位偏移值,7.1.5 調(diào)頻波與調(diào)相波的比較 1 調(diào)相波,調(diào)相波是其瞬時(shí)相位以未調(diào)載波相位c為中心按調(diào)制信號(hào)規(guī)律變化的等幅高頻振

13、蕩,對(duì)于一確定電路，mU，(t)的曲線見圖7-7(c),它與調(diào)制信號(hào)形狀相同,圖 7-7 調(diào)相波波形,相位差/2,cost,sint,c隨時(shí)間變化,m=mp=kpU調(diào)相波的最大頻偏。 與調(diào)制信號(hào)的幅度成正比，還與調(diào)制頻率成正比(這一點(diǎn)與FM不同,m=kpU=mp,7-18,其示意圖見圖7-8。調(diào)制頻率愈高，頻偏也愈大。若規(guī)定m值，那么就需限制調(diào)制頻率,圖 7-8 調(diào)相波fm、 mp與F的關(guān)系,調(diào)相波的瞬時(shí)頻率為,調(diào)相波的(t)、 (t)及(t)的曲線見圖7-7。根據(jù)瞬時(shí)頻率的變化可畫出PM波波形，如圖7-7(f)所示, 也是等幅疏密波。如不知道原調(diào)制信號(hào)，則在單頻調(diào)制的情況下無法從波形上分辨是

14、FM波還是PM波,頻率與相位之間存在著微分與積分的關(guān)系FM與PM之間可以互相轉(zhuǎn)化,先對(duì)調(diào)制信號(hào)積分，然后再進(jìn)行調(diào)相，就可以實(shí)現(xiàn)調(diào)頻,先對(duì)調(diào)制信號(hào)微分，然后用微分結(jié)果去進(jìn)行調(diào)頻，得出的 已調(diào)波為調(diào)相波,圖 7-9 調(diào)頻與調(diào)相的關(guān)系,mp與F無關(guān)，所以Bs正比于F。 調(diào)制頻率變化時(shí)， Bs隨之變化,PM波的頻譜及帶寬的分析方法與FM相同,調(diào)相信號(hào)帶寬為 Bs=2(mp+1)F (7-19,2 調(diào)頻波與調(diào)相波的比較,在本節(jié)結(jié)束前，要強(qiáng)調(diào)幾點(diǎn): (1) 角度調(diào)制是非線性調(diào)制。在單頻調(diào)制時(shí)會(huì)出現(xiàn)(cn) 分量，在多頻調(diào)制時(shí)還會(huì)出現(xiàn)交叉調(diào)制(cn1k2+)分量。 (2) 調(diào)頻的頻譜結(jié)構(gòu)與mf密切相關(guān)。mf

15、大，頻帶寬。但通常mf大，調(diào)頻的抗干擾能力也要強(qiáng)，因此，mf值的選擇要從通信質(zhì)量和帶寬限制兩方面考慮。對(duì)于高質(zhì)量通信(如調(diào)頻廣播、 電視伴音)，由于信號(hào)強(qiáng)，主要考慮質(zhì)量，采用寬帶調(diào)頻，mf值選得大。對(duì)于一般通信，要考慮接收微弱信號(hào)，帶寬窄些，噪聲影響小，常選用mf較小的調(diào)頻方式。 (3) 與AM制相比，角調(diào)方式的設(shè)備利用率高，因其平均功率與最大功率一樣。調(diào)頻制抗干擾性能好，因?yàn)樗梢岳孟薹魅サ艏纳{(diào)幅，同時(shí)，由干擾引起的頻偏fn通常遠(yuǎn)小于fm,7.2 調(diào)頻器與調(diào)頻方法,7.2.1 調(diào)頻器 調(diào)頻器實(shí)現(xiàn)調(diào)頻的電路或部件稱為調(diào)頻器或調(diào)頻電路。 廣意講，調(diào)頻器還應(yīng)包括高頻振蕩器。 一個(gè)完整的調(diào)頻電

16、路的構(gòu)成與調(diào)頻方法有關(guān),調(diào)頻器的調(diào)制特性稱為調(diào)頻特性。用f(t)或f(t)與U之間的關(guān)系曲線表示，稱為調(diào)頻特性曲線,所謂調(diào)頻，就是輸出已調(diào)信號(hào)的頻率(或頻偏)隨輸入信號(hào)規(guī)律變化,圖 7-10 調(diào)頻特性曲線,對(duì)于圖7-10的調(diào)頻特性的要求如下: (1) 調(diào)制特性線性要好。圖7-10曲線的線性度要高，線性范圍要大(fm要大)，以保證f(t)與u之間在較寬范圍內(nèi)呈線性關(guān)系。 (2) 調(diào)制靈敏度要高。調(diào)制特性曲線在原點(diǎn)處的斜率就是調(diào)頻靈敏度kf。kf越大，同樣的u值產(chǎn)生的fm越大,3) 載波性能要好。調(diào)頻的瞬時(shí)頻率就是以載頻fc為中心而變化的，因此，為了防止產(chǎn)生較大的失真，載波頻率fc要穩(wěn)定。此外，載

17、波振蕩的幅度要保持恒定，寄生調(diào)幅要小,7.2.2 調(diào)頻方法,方法主要有兩種: 直接調(diào)頻法，間接調(diào)頻法,1 直接調(diào)頻法,一般是用調(diào)制電壓直接控制振蕩器的振蕩頻率，使振蕩頻率f(t)按調(diào)制電壓的規(guī)律變化,若控制LC振蕩器，只需控制振蕩回路的L或C ，使其參數(shù)隨調(diào)制電壓變化，就可達(dá)到直接調(diào)頻的目的,若控制張弛振蕩器，因其振蕩頻率取決于電路中的充電或放電速度可以用調(diào)制信號(hào)去控制(通過受控恒流源)電容的充電或放電電流，從而控制張弛振蕩器的重復(fù)頻率。對(duì)張弛振蕩器調(diào)頻，產(chǎn)生的是非正弦波調(diào)頻信號(hào)，如三角波調(diào)頻信號(hào)、 方波調(diào)頻信號(hào)等,常用方法：采用變?nèi)荻O管使LC振蕩回路的電容或電感隨輸入信號(hào)而變化。用變?nèi)荻O

18、管實(shí)現(xiàn)直接調(diào)頻，由于電路簡(jiǎn)單、 性能良好，已成為目前最廣泛采用的調(diào)頻電路之一,在直接調(diào)頻法中，振蕩器與調(diào)制器合二為一。 主要優(yōu)點(diǎn)：在實(shí)現(xiàn)線性調(diào)頻的要求下，可以獲得較大的頻偏， 主要缺點(diǎn)：頻率穩(wěn)定度差，在許多場(chǎng)合須對(duì)載頻采取穩(wěn)頻措施或者對(duì)晶體振蕩器進(jìn)行直接調(diào)頻,先將調(diào)制信號(hào)積分，然后對(duì)載波進(jìn)行調(diào)相，如圖7-9(a)所示。這種方法也稱為阿姆斯特朗(Armstrong)法,2 間接調(diào)頻法,間接調(diào)頻時(shí)，調(diào)制器與振蕩器是分開的，對(duì)振蕩器影響小，頻率穩(wěn)定度高， 但設(shè)備較復(fù)雜,通常有如下三種方法: (1)矢量合成法主要針對(duì)窄帶的調(diào)頻或調(diào)相信號(hào)。對(duì)于單音調(diào)相信號(hào) 當(dāng)mp/12時(shí)，上式近似為 uPMU cosc

19、tUmp cost sinct (7-20) 分析：在調(diào)相指數(shù)較小時(shí)，調(diào)相波可由兩個(gè)信號(hào)合成得到。 得到一種調(diào)相方法，如圖7-11(b)所示,實(shí)現(xiàn)間接調(diào)頻的關(guān)鍵是如何進(jìn)行相位調(diào)制,圖 7-11 矢量合成法調(diào)頻,矢量合成法,AM波,相移/2,PM波,窄帶調(diào)頻(NBFM)信號(hào)與AM波的區(qū)別僅在于邊帶信號(hào)與載波的相位關(guān)系。一是正交相加，一是同相相加,用乘法器(平衡調(diào)制器或差分對(duì))及移相器來產(chǎn)生窄帶調(diào)頻信號(hào),積分電路,mp/12時(shí),uPMU cosctUmp cost sinct,當(dāng)mf較小時(shí)，貝塞爾函數(shù)J1J2、J3、-窄帶調(diào)頻波,2) 可變移相法利用調(diào)制信號(hào)控制移相網(wǎng)絡(luò)或諧振回路的電抗或電阻元件來

20、實(shí)現(xiàn)調(diào)相。所得調(diào)相波的最大不失真相移mp受諧振回路或相移網(wǎng)絡(luò)相頻特性非線性的限制，一般都在30以下。為了增大mp，可以采用級(jí)聯(lián)調(diào)相電路,1)矢量合成法主要針對(duì)窄帶的調(diào)頻或調(diào)相信號(hào),3) 可變延時(shí)法將載波信號(hào)通過一可控延時(shí)網(wǎng)絡(luò)，延時(shí)時(shí)間受調(diào)制信號(hào)控制 =kdu(t) 則輸出信號(hào)為 u=U cosc(t)=Ucosctkdcu(t) 變成調(diào)相信號(hào),對(duì)于直接調(diào)頻電路，調(diào)制特性的非線性隨最大相對(duì)頻偏fm/fc的增大而增大。當(dāng)最大相對(duì)頻偏fm/fc限定時(shí)，對(duì)于特定的fc，fm也就被限定了，其值與調(diào)制頻率的大小無關(guān)。因此，如果在較高的載波頻率上實(shí)現(xiàn)調(diào)頻，則在相對(duì)頻偏一定的條件下，可以獲得較大的絕對(duì)頻偏。當(dāng)

21、要求絕對(duì)頻偏一定，且載波頻率較低時(shí)，可以在較高的載波頻率上實(shí)現(xiàn)調(diào)頻，然后通過混頻將載頻降下來，而頻偏的絕對(duì)數(shù)值保持不變。這種方法較為簡(jiǎn)單。但當(dāng)難以制成高頻調(diào)頻器時(shí)，可以先在較低的載波頻率上實(shí)現(xiàn)調(diào)頻，然后通過倍頻將所有頻率提高，頻偏也提高了相應(yīng)的倍數(shù)(絕對(duì)頻偏增大了)，最后，通過混頻將所有頻率降低同一絕對(duì)數(shù)值，使載波頻率達(dá)到規(guī)定值。這種方法產(chǎn)生的寬帶調(diào)頻(WBFM)信號(hào)的相位噪聲隨倍頻值的增加而增加,自學(xué),采用間接調(diào)頻時(shí)，受到非線性限制的不是相對(duì)頻偏，也不是絕對(duì)頻偏，而是最大相偏。因此，不能指望在較高的載波頻率上實(shí)現(xiàn)調(diào)頻以擴(kuò)大線性頻偏，而一般采用先在較低的載波頻率上實(shí)現(xiàn)調(diào)頻，然后再通過倍頻和混頻

22、的方法得到所需的載波頻率的最大線性頻偏,優(yōu)點(diǎn)：由于變?nèi)荻O管工作頻率范圍寬，固有損耗小，使用方便，構(gòu)成的調(diào)頻器電路簡(jiǎn)單，因此變?nèi)莨苷{(diào)頻器是一種應(yīng)用非常廣泛的調(diào)頻電路,7.3 調(diào)頻電路,7.3.1 直接調(diào)頻電路 1. 變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電路,變?nèi)荻O管可以看作一壓控電容，在調(diào)頻振蕩器中起著可變電容的作用。其結(jié)電容Cj與在其兩端所加反偏電壓u之間存在著如下關(guān)系,1) 變?nèi)荻O管調(diào)頻原理,7-21,C0變?nèi)荻O管在零偏置時(shí)的結(jié)電容值; U變?nèi)荻O管PN結(jié)的勢(shì)壘電位差(硅管約為0.7 V，鍺管約為0.3V); 變?nèi)荻O管的結(jié)電容變化指數(shù)，它決定于PN結(jié)的雜質(zhì)分布規(guī)律,圖 7-12 變?nèi)莨艿腃ju曲線,

23、不同指數(shù)時(shí)的Cju曲線,實(shí)際變?nèi)莨艿腃ju曲線,1/3 稱為緩變結(jié)，擴(kuò)散型管多屬此種,1/2 為突變結(jié)， 合金型管屬于此類,15，超突變結(jié),設(shè)在變?nèi)荻O管上加的 調(diào)制信號(hào)電壓為 u(t)=U cost， 則 u=EQ+u(t)=EQ+U cost (7-23,7-22,靜態(tài)工作點(diǎn)為EQ時(shí)， 變?nèi)荻O管結(jié)電容為,7-24,m=U/(EQ+u)U/EQ稱為電容調(diào)制度，表示結(jié)電容受調(diào)制信號(hào)調(diào)變的程度，U大，Cj變化大，調(diào)制深。 將此變?nèi)莨芙尤胝袷幓芈?，根?jù)u(t)的變化，將會(huì)引起Cj的變化，進(jìn)而引起回路諧振頻率的變化，從而實(shí)現(xiàn)調(diào)頻,下面按兩種情況進(jìn)行分析： 1）Cj為回路總電容接入回路 2）Cj作為

24、回路部分電容接入回路,2) 變?nèi)荻O管直接調(diào)頻性能分析,圖 7-13 變?nèi)莨茏鳛榛芈房傠娙萑拷尤牖芈?變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電路,1) Cj為回路總電容,變?nèi)莨苌霞觰(t)使Cj隨時(shí)間變化(時(shí)變電容)，如圖7-14(a)所示，此時(shí)振蕩頻率為,不加調(diào)制信號(hào)時(shí)的振蕩頻率振蕩器的中心頻率未調(diào)載頻,7-25,不加調(diào)制信號(hào)時(shí)的振蕩頻率振蕩器的中心頻率未調(diào)載頻。振蕩頻率隨時(shí)間變化的曲線如圖7-14(b)所示,圖 7-14 變?nèi)莨芫€性調(diào)頻原理,若=2，則得 (t)=cu(t)/(EQ+u)u(t)， 即頻率與u(t)成正比例線性調(diào)頻，如圖7-14(c)所示,7-26,m=U/(EQ+u)U/EQ稱為電容調(diào)制度

25、,c=(/2-1)m2c/8是調(diào)制過程中產(chǎn)生的中心頻率漂移,有用項(xiàng),c=(/2-1)m2c/8是調(diào)制過程中產(chǎn)生的中心頻率漂移。c與和m有關(guān)，當(dāng)變?nèi)莨芤欢ê螅琔越大，m越大，c也越大。產(chǎn)生c的原因在于Cju曲線不是直線，這使得在一個(gè)調(diào)制信號(hào)周期內(nèi)，電容的平均值不等于靜態(tài)工作點(diǎn)的CQ，如圖7-14(a)所示，從而引起中心頻率的改變,由于非線性失真，2時(shí)的調(diào)頻特性不是直線，調(diào)制特性曲線彎曲,m=mc/2，為最大角頻偏。2m=(/2-1)m2c/8，為二次諧波最大角頻偏，它也是由于Cju曲線的非線性引起的，并將引入非線性失真。二次諧波失真系數(shù)可用下式求出: (7-28) 可見，當(dāng)U增大而使m增大時(shí)，將

26、同時(shí)引起m、 c及Kf2的增大，因此m不能選得太大,由于非線性失真，2時(shí)的調(diào)頻特性不是直線，調(diào)制特性曲線彎曲,調(diào)頻靈敏度可以通過調(diào)制特性或式(7-27)求出。根據(jù)調(diào)頻靈敏度的定義，有 (7-29) 上式表明，kf由變?nèi)莨芴匦约办o態(tài)工作點(diǎn)確定。當(dāng)變?nèi)莨芤欢?，中心頻率一定時(shí)，在不影響線性條件下，|EQ|值取小些好。同時(shí)還可由式(7-29)看到，在變?nèi)莨堋?EQ及U一定時(shí)，比值m/c=m/2也一定， 即相對(duì)頻偏一定。c變大，則m增加。 在這種將Cj構(gòu)成回路總電容的應(yīng)用中，CQ直接決定中心頻率。但由于CQ隨溫度、 電源電壓的變化而變化，會(huì)直接造成振蕩頻率穩(wěn)定度的下降。因此除非要求寬帶調(diào)頻，一般很少這樣

27、應(yīng)用,自學(xué),2) Cj作為回路部分電容接入回路,通常2Cj作為回路總電容將會(huì)使調(diào)頻特性出現(xiàn)非線性，輸出信號(hào)的頻率穩(wěn)定度也將下降利用對(duì)變?nèi)荻O管串聯(lián)或并聯(lián)電容的方法來調(diào)整回路總電容C與電壓u之間的特性,圖 7-15 Cj與固定電容串、 并聯(lián)后的特性,并聯(lián)電容C1，曲線上移,原變?nèi)莨?串聯(lián)電容C2曲線下移,總之，并聯(lián)電容可較大地調(diào)整Cj值小的區(qū)域內(nèi)的Cu特性，串聯(lián)電容可有效地調(diào)整Cj值大的區(qū)域內(nèi)的Cu特性。如果原變?nèi)莨?，則可以通過串、 并聯(lián)電容的方法，使Cu 特性在一定偏壓范圍內(nèi)接近=2的特性，從而實(shí)現(xiàn)線性調(diào)頻。變?nèi)莨艽?并聯(lián)電容后，總的Cu曲線斜率要下降(見圖7-15), 因此頻偏下降,變?nèi)?/p>

28、管調(diào)頻器的實(shí)際電路,12V電壓在10k和4.3k串聯(lián)分壓基極直偏,12V經(jīng)20H、12 H集電極直偏,將圖7-16(b)的振蕩回路簡(jiǎn)化為圖7-17，這就是變?nèi)莨懿糠纸尤牖芈返那闆r。這樣，回路的總電容為 (7-30) 振蕩頻率為 (7-31) 將上式在工作點(diǎn)EQ處展開，可得 (7-32,以下內(nèi)容自學(xué),圖 7-17 部分接入的振蕩回路,式中,從式(7-32)可以看出，當(dāng)Cj部分接入時(shí)，其最大頻偏為 (7-33) 它是全接入時(shí)fm的1/p。調(diào)頻靈敏度也下降為全接入時(shí)的1/p，這是因?yàn)榇藭r(shí)Cj比全接入時(shí)影響小，fm必然下降。C1愈大，C2愈小，即p加大，Cj對(duì)頻率的變化影響就愈小，故C1值要選取適當(dāng)，

29、一般取C1=(10%30%)2。 變?nèi)莨懿糠纸尤牖芈贩绞竭m用于要求頻偏較小的情況。而且由于Cj影響小，CQ 隨溫度及電源電壓變化的影響也小，有利于提高中心頻率的穩(wěn)定度,變?nèi)莨懿糠纸尤牖芈贩绞竭€可減小寄生調(diào)制。實(shí)際上，加在變?nèi)莨苌系碾妷菏荅Q、 u(t)及高頻電壓，如圖7-18所示。變?nèi)莨艿碾娙葜祽?yīng)由每個(gè)高頻周期內(nèi)的平均電容來確定。但由于電容與電壓間的非線性關(guān)系，當(dāng)高頻電壓擺向左方或右方時(shí)，電容的增加與減小并不相同，因而會(huì)造成平均電容增大。而且高頻電壓疊加在u(t)之上，由圖看出每個(gè)高頻周期的平均電容變化不一樣，這樣會(huì)引起頻率不按調(diào)制信號(hào)規(guī)律變化而造成寄生調(diào)制。圖7-19(a) 畫出了在不同偏壓

30、時(shí)電容與高頻電壓U1之間的變化關(guān)系，圖(b)為不同高頻電壓U1時(shí)變?nèi)莨茈娙蓦S偏壓變化的情況。部分接入方式可以減小加在變?nèi)莨苌系母哳l電壓，以減弱因其產(chǎn)生的寄生調(diào)制,圖 7-18 加在變?nèi)莨苌系碾妷?圖 7-19 變?nèi)莨艿刃щ娙蓦S高頻電壓振幅和偏壓的變化 (a) j隨U1變化曲線; (b) Cj隨E變化曲線,當(dāng)偏壓值較小時(shí)，若變?nèi)莨苌细哳l電壓過大，還會(huì)使變?nèi)莨苷驅(qū)?。正向?qū)ǖ亩O管會(huì)改變回路阻抗和Q值，引起寄生調(diào)幅，也會(huì)引起中心頻率不穩(wěn)。一般應(yīng)避免在低偏壓區(qū)工作,2. 晶體振蕩器直接調(diào)頻電路,由于振蕩器工作于晶體的感性區(qū)，f1只能處于晶體的串聯(lián)諧振頻率fq與并聯(lián)諧振頻率f0之間。由于晶體的相對(duì)

31、頻率變化范圍很窄，只有103104量級(jí)，再加上Cj的影響，則可變范圍更窄。因此，晶體振蕩器直接調(diào)頻電路的最大頻偏非常小。在實(shí)際電路中，需要采取擴(kuò)大頻偏的措施。 擴(kuò)大頻偏的方法有兩種: 第一種方法是在晶體支路中串接小電感，使總的電抗曲線中呈現(xiàn)感性的工作頻率區(qū)域加以擴(kuò)展(主要是頻率的低端擴(kuò)展)。這種方法簡(jiǎn)便易行，是一種常用的方法，但用這種方法獲得的擴(kuò)展范圍有限，且還會(huì)使調(diào)頻信號(hào)的中心頻率的穩(wěn)定度有所下降。另一種方法是利用型網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行阻抗變換，在這種方法中，晶體接于型網(wǎng)絡(luò)的終端。 晶體振蕩器直接調(diào)頻電路的主要缺點(diǎn)就是相對(duì)頻偏非常小，但其中心頻率穩(wěn)定度較高，一般可達(dá)105以上。如果為了進(jìn)一步提高頻率穩(wěn)定

32、度，可以采用晶體振蕩器間接調(diào)頻的方法,自學(xué) 前面所述均為用調(diào)制信號(hào)調(diào)制正弦波振蕩器。如果受調(diào)電路是張弛振蕩器(其波形或是矩形波或是鋸齒波)則可得三角波調(diào)頻或方波調(diào)頻信號(hào)。它們還可以經(jīng)過濾波器或波形變換器， 形成正弦波調(diào)頻信號(hào)。 我們知道，多諧振蕩器的振蕩頻率是由RC充放電速度決定的。因此，若用調(diào)制信號(hào)去控制電容充放電電流，則可控制重復(fù)頻率，從而達(dá)到調(diào)頻的目的。下面僅就三角波調(diào)頻的工作原理和電路作一簡(jiǎn)單介紹,3. 張弛振蕩器直接調(diào)頻電路,圖7-21是一種調(diào)頻三角波產(chǎn)生器的方框圖。調(diào)制信號(hào)控制恒流源發(fā)生器，當(dāng)調(diào)制信號(hào)為零時(shí)，恒流源輸出電流為I; 當(dāng)有調(diào)制電壓時(shí)，輸出電流為I+I(t)，I(t)與調(diào)

33、制信號(hào)成正比。電流發(fā)生器成為受控恒流源。恒流源的輸出分兩路送至積分器，一路直接經(jīng)壓控開關(guān)a; 一路經(jīng)反相器的I送至壓控開關(guān)b，再到積分器。壓控開關(guān)由電壓比較器控制使a路或b路接通。電壓比較器有兩個(gè)門限值U1及U2，且U2U1，其輸出和輸入電壓間的關(guān)系如圖7-22(a)所示。當(dāng)uT增加時(shí)，只有當(dāng)uT=U2后，比較器才改變狀態(tài)，輸出變?yōu)榈碗娖経min; uT減小時(shí)，當(dāng)uT下降至等于U1時(shí)，比較器才輸出Umax，此比較器具有下行遲滯特性。積分器與電壓比較器的輸出電壓波形如圖7-22(b)所示。此時(shí)未加調(diào)制信號(hào)，I不變，故積分器輸出電壓的周期是固定的。I愈大，則三角波的斜率愈大，周期愈短，因此輸出三角

34、波的重復(fù)頻率與I成正比,圖7-21 三角波調(diào)頻方框圖,圖7-22 電壓比較器的遲滯特性和輸入、 輸出波形,當(dāng)外加調(diào)制電壓時(shí)，恒流源電流與其成線性關(guān)系，因此三角波頻率與調(diào)制電壓成線性關(guān)系。由于恒流源電流的變化范圍很大，所以可得到大頻偏的調(diào)頻。 電壓比較器輸出的是調(diào)頻方波電壓。如要得到正弦調(diào)頻信號(hào)，可在其輸出端加波形變換電路或?yàn)V波器。圖7-23 便是由三角波變?yōu)檎也ǖ淖儞Q器特性。它是一個(gè)非線性網(wǎng)絡(luò)，其傳輸特性為,圖 7-23 三角波變?yōu)檎也ㄗ儞Q特性,兩種常用的調(diào)相方法: 一種是放大器的諧振頻率受調(diào)制電壓的控制而變化，當(dāng)載頻振蕩通過它時(shí)，相移發(fā)生變化; 另一種是改變相移網(wǎng)絡(luò)參數(shù)。 還有一種脈沖調(diào)

35、相也屬于可變延時(shí)調(diào)相電路(比較法調(diào)頻)， 此調(diào)相電路的的線性相移比較大，構(gòu)成的調(diào)制器的線性度也較好，因此被廣泛用于調(diào)頻廣播發(fā)射機(jī)中,7.3.2 間接調(diào)頻電路,前面已經(jīng)指出，若先對(duì)調(diào)制信號(hào)進(jìn)行積分，再去調(diào)相，得到的是調(diào)頻信號(hào)。因此調(diào)相電路是間接調(diào)頻法的關(guān)鍵電路,圖7-24 單回路變?nèi)莨苷{(diào)相器,例:變?nèi)荻O管調(diào)相電路。受調(diào)制信號(hào)控制的變?nèi)莨茏鳛檫x頻振蕩回路的一個(gè)元件。Lc1、 Lc2為高頻扼流圈，分別防止高頻信號(hào)進(jìn)入直流電源及調(diào)制信號(hào)源中,諧振頻率受調(diào)制電壓的控制而變化，當(dāng)載頻振蕩通過它時(shí)，相移發(fā)生變化,我們知道，高Q并聯(lián)振蕩電路的電壓、 電流間相移為 (7-35) 當(dāng) ，上式簡(jiǎn)化為 (7-36)

36、 設(shè)輸入調(diào)制信號(hào)為U cost，其瞬時(shí)頻偏(此處為回路諧振頻率的偏移)為 將此式代人式(7-36)，可得 (7-37) 式(7-37)表明，回路產(chǎn)生的相移按輸入調(diào)制信號(hào)的規(guī)律變化。調(diào)制信號(hào)在積分后輸入，則輸出調(diào)相波的相位偏移與被積分的調(diào)制信號(hào)呈線性關(guān)系，其頻率與積分前的信號(hào)亦成線性關(guān)系,由于回路相移特性線性范圍不大(上面分析中用了的條件，才有近似式 )，因此這種電路得到的頻偏是不大的。必須采取擴(kuò)大頻偏措施。除了用倍頻方法增大頻偏外，還應(yīng)改進(jìn)調(diào)相電路本身,7.4 鑒頻器與鑒頻方法 7.4.1 鑒頻器 角調(diào)波的解調(diào)就是從角調(diào)波中恢復(fù)出原調(diào)制信號(hào)的過程。調(diào)頻波的解調(diào)電路稱為頻率檢波器或鑒頻器(FD)

37、，調(diào)相波的解調(diào)電路稱為相位檢波器或鑒相器(PD,與調(diào)幅接收機(jī)一樣，調(diào)頻接收機(jī)的組成也大多是采用超外差式的。在超外差式的調(diào)頻接收機(jī)中, 鑒頻通常在中頻頻率(如調(diào)頻廣播接收機(jī)的中頻頻率10.7 MHz)上進(jìn)行(隨著技術(shù)的發(fā)展，現(xiàn)在也有在基帶上用數(shù)字信號(hào)處理的方法實(shí)現(xiàn))。在調(diào)頻信號(hào)的產(chǎn)生、 傳輸和通過調(diào)頻接收機(jī)前端電路的過程中，不可避免地要引入干擾和噪聲。干擾和噪聲對(duì)FM信號(hào)的影響，主要表現(xiàn)為調(diào)頻信號(hào)出現(xiàn)了不希望有的寄生調(diào)幅和寄生調(diào)頻。一般在末級(jí)中放和鑒頻器之間設(shè)置限幅器就可以消除由寄生調(diào)幅所引起的鑒頻器的輸出噪聲(當(dāng)然，在具有自動(dòng)限幅能力的鑒頻器，如比例鑒頻器之前不需此限幅器)。可見，限幅與鑒頻一

38、般是連用的，統(tǒng)稱為限幅鑒頻器。若調(diào)頻信號(hào)的調(diào)頻指數(shù)較大，它本身就可以抑制寄生調(diào)制,鑒頻器的功能：是一個(gè)將輸入調(diào)頻波的瞬時(shí)頻率f(或頻偏f)變換為相應(yīng)的解調(diào)輸出電壓uo的變換器，如圖7-26(a)所示。 鑒頻特性此變換器的變換特性。 鑒頻特性曲線輸出電壓uo f或頻偏f之間的關(guān)系曲線，。 線性解調(diào)直線，但實(shí)際 “S”曲線，如圖7-26(b)所示,圖 7-26 鑒頻器及鑒頻特性、鑒頻特性曲線,峰值帶寬Bm近似衡量鑒頻特性線性區(qū)寬度，指鑒頻特性曲線左右兩個(gè)最大值(uomax)間對(duì)應(yīng)的頻率間隔。鑒頻特性曲線一般是左右對(duì)稱的，若峰值點(diǎn)的頻偏為fA=fAfc=fcfB，則。對(duì)于鑒頻器來講，要求線性范圍寬(

39、Bm2fm)，線性度好。但在實(shí)際上，鑒頻特性在兩峰之間都存在一定的非線性，通常只有在f=0附近才有較好的線性,對(duì)鑒頻器的另外一個(gè)要求，就是鑒頻跨導(dǎo)要大。所謂鑒頻跨導(dǎo)SD，就是鑒頻特性在載頻處的斜率，它表示的是單位頻偏所能產(chǎn)生的解調(diào)輸出電壓。鑒頻跨導(dǎo)又叫鑒頻靈敏度，用公式表示為 (7-38) 另一方面，鑒頻跨導(dǎo)也可以理解為鑒頻器將輸入頻率轉(zhuǎn)換為輸出電壓的能力或效率，因此，鑒頻跨導(dǎo)又可以稱為鑒頻效率。 順便指出，調(diào)頻制具有良好的抗噪聲能力，是以鑒頻器輸入為高信噪比為條件的。一旦鑒頻器輸入信噪比低于規(guī)定的門限值，鑒頻器的輸出信噪比將急劇下降，甚至無法接收。這種現(xiàn)象稱為門限效應(yīng)。實(shí)際上，各種鑒頻器都存

40、在門限效應(yīng)，只是門限電平的大小不同而已,7.4.2 鑒頻方法 直接鑒頻法和間接鑒頻法兩種 直接鑒頻法直接從調(diào)頻信號(hào)的頻率中提取原來調(diào)制信號(hào)的方法，主要是脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻法。 間接鑒頻法對(duì)調(diào)頻信號(hào)進(jìn)行不同的變換或處理從而間接地恢復(fù)原來調(diào)制信號(hào)的方法，如波形變換法（應(yīng)用最為普遍）、 鎖相環(huán)解調(diào) (PLLDM) 法及調(diào)頻負(fù)反饋解調(diào)(FM-FBDM)法、 正交鑒頻法等,鑒頻方法 振幅鑒頻法和相位鑒頻法兩種,根據(jù)波形變換的不同特點(diǎn),a) 振幅鑒頻器框圖； (b) 變換電路特性 圖 7-27 振幅鑒頻器原理,振幅鑒頻器調(diào)頻又調(diào)幅的FM-AM波， 通過包絡(luò)檢波器解調(diào)此調(diào)頻信號(hào),線性頻率電壓轉(zhuǎn)換特性的線性網(wǎng)絡(luò),

41、1. 振幅鑒頻法 振幅鑒頻器將等幅的調(diào)頻信號(hào)變換成振幅也隨瞬時(shí)頻率變化、 既調(diào)頻又調(diào)幅的FM-AM波通過包絡(luò)檢波器解調(diào)此調(diào)頻信號(hào),FM-AM變換的方法,1) 直接時(shí)域微分法：調(diào)制信號(hào)調(diào)頻波微分FM-AM波,微分,設(shè)u=f(t)，調(diào)頻波為,7-39,7-40,電壓u的振幅與瞬時(shí)頻率(t)=c+kff(t) 成正比FM-AM波,圖 7-28 微分鑒頻原理,1) 直接時(shí)域微分法：調(diào)制信號(hào)調(diào)頻波微分FM-AM波,鑒頻器由微分網(wǎng)絡(luò)和包絡(luò)檢波器兩部分組成,自閱：圖7-29為一最簡(jiǎn)單的微分鑒頻電路，微分作用由電容C完成。其工作過程可自行分析。圖中虛線框內(nèi)的電路為另一平衡支路，以消除輸出直流分量。 理論上這種

42、方法非常好，但在實(shí)際電路中，由于器件非線性等原因，其有效的線性鑒頻范圍是有限的。為了擴(kuò)大線性鑒頻范圍，可以采用較為理想的時(shí)域微分鑒頻器，如脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻器,圖 7-29 微分鑒頻電路,2) 斜率鑒頻法,引言：微分器的作用也可由其它網(wǎng)絡(luò)來完成，只要在所需頻率范圍內(nèi)具有線性幅頻特性即可。如低通、 高通、 帶通網(wǎng)絡(luò)等都可以完成這一轉(zhuǎn)換，其中應(yīng)用最多的是帶通網(wǎng)絡(luò),最簡(jiǎn)單的單調(diào)諧斜率鑒頻電路?；芈返闹C振頻率f0高于FM波的載頻fc （失諧），并盡量利用幅頻特性的傾斜部分,ui是FM-AM波,包絡(luò)檢波,圖7-30 單回路斜率鑒頻器,當(dāng)ffc時(shí)，回路兩端電壓大; 當(dāng)f fc時(shí)，回路兩端電壓小，因而形成圖(b

43、)中Ui的波形。這種利用調(diào)諧回路幅頻特性傾斜部分對(duì)FM波解調(diào)的方法稱為斜率鑒頻。由于在斜率鑒頻電路中，利用的是調(diào)諧回路的失(離)諧狀態(tài)，因此又稱失(離)諧回路法,單調(diào)諧回路的諧振曲線，其傾斜部分的線性度是較差的。為了擴(kuò)大線性范圍，實(shí)際上采用的多是三調(diào)諧回路的雙離諧平衡鑒頻器,圖 7-31 雙離諧平衡鑒頻器,實(shí)際上多采用三調(diào)諧回路的雙離諧平衡鑒頻器 三個(gè)回路的諧頻分別為f01=fc、 f02fc、f03fc，且f02fc=fcf03。上支路輸出Uo1與單調(diào)諧斜率鑒頻電路中Uo波形相同。下支路則與上支路相反。當(dāng)瞬時(shí)頻率最高時(shí)，Uo1最大，Uo2最小; 當(dāng)瞬時(shí)頻率最低時(shí)，Uo1最小，Uo2最大,圖7

44、-32 圖7-31各點(diǎn)波形,較好的線性響應(yīng)，失真較小，靈敏度也高于單回路鑒頻器,輸出負(fù)載為差動(dòng)連接，鑒頻器輸出電壓為Uo=Uo1Uo2，Uo波形見圖7-32 (d)。當(dāng)f=fc時(shí)，上、 下支路輸出相等，總輸出電壓Uo=0,圖 7-33 雙離諧鑒頻器的鑒頻特性,虛線為兩回路的諧振曲線,2. 相位鑒頻法 將等幅的調(diào)頻信號(hào)變成相位也隨瞬時(shí)頻率變化的、 既調(diào)頻又調(diào)相的FM-PM波通過鑒相器解調(diào)此調(diào)頻信號(hào) 相位鑒頻法的關(guān)鍵是相位檢波器檢出兩個(gè)信號(hào)之間的相位差， 完成相位差電壓變換作用的部件或電路,圖 7-34 相位鑒頻法的原理框圖,線性的頻率相位轉(zhuǎn)換特性,完成兩個(gè)信號(hào)相位差電壓變換,設(shè)輸入鑒相器的兩個(gè)信

45、號(hào)分別為,7-41,7-42,在線性鑒相時(shí)， uo與輸入相位差e(t)=2(t)1(t)成正比。式(7-42)中引入/2固定相移的目的在于當(dāng)輸入相位差e(t)= 2(t)1(t)在零附近正負(fù)變化時(shí)，鑒相器輸出電壓也相應(yīng)地在零附近正負(fù)變化,同時(shí)加于鑒相器，輸出電壓uo是瞬時(shí)相位差的函數(shù),7-43,在鑒相時(shí)， u1常為輸入調(diào)相波， 其中1(t)為反映調(diào)相波的相位隨調(diào)制信號(hào)規(guī)律變化的時(shí)間函數(shù)， u2為參考信號(hào)。在相位鑒頻時(shí)， u1常為輸入調(diào)頻波， u2是u1通過移相網(wǎng)絡(luò)后的信號(hào)。 與調(diào)幅信號(hào)的同步檢波器類似， 相位檢波器也有疊加型和乘積型之分， 相應(yīng)的相位鑒頻器分別稱為疊加型相位鑒頻器和乘積型相位鑒

46、頻器,1) 乘積型相位鑒頻法 利用乘積型鑒相器實(shí)現(xiàn)鑒頻的方法稱為乘積型相位鑒頻法或積分(Quadrature)鑒頻法,圖 7-35 乘積型相位鑒頻法,單諧振回路(或耦合回路,調(diào)頻信號(hào),us=Us cos(ct+mfsint,相位檢波器為乘積型鑒相器,f0諧振頻率,f0=fc Q0品質(zhì)因數(shù),引入固定相移/2(或/2)的目的是為了得到一條通過原點(diǎn)的鑒相或鑒頻曲線,1) 乘積型相位鑒頻法,設(shè)乘法器的乘積因子為K， 則經(jīng)過相乘器和低通濾波器后的輸出電壓為 (7-44) 當(dāng)f/f01時(shí)， 上式變?yōu)閡oKU1U2Q0f/f0， 可見鑒頻器輸出與輸入信號(hào)的頻偏成正比,2) 疊加型相位鑒頻法 -利用疊加型鑒相

47、器實(shí)現(xiàn)鑒頻的方法稱為疊加型相位鑒頻法。對(duì)于疊加型鑒相器， 就是先將u1和u2(式(7-41)和(7-42)相加， 把兩者的相位差的變化轉(zhuǎn)換為合成信號(hào)的振幅變化， 然后用包絡(luò)檢波器檢出其振幅變化， 從而達(dá)到鑒相的目的。當(dāng)U1和U2相差很大時(shí)， 如U2U1或U1U2， 采用與同步檢波器相同的分析方法可得， 鑒相器輸出為upd=kdU(t)，其中 或。也就是 說， 鑒相特性近似為正弦形。在u1和u2之間的相位差e(t)較小時(shí)， 鑒相輸出與e(t)近似成線性關(guān)系,為了抵消直流項(xiàng)， 擴(kuò)大線性鑒頻范圍， 它通常采用平衡式電路， 差動(dòng)輸出， 如圖 7-36 所示。具有線性的頻相轉(zhuǎn)換特性的變換電路(移相網(wǎng)絡(luò))

48、一般由耦合回路來實(shí)現(xiàn)， 因此也稱為耦合回路相位鑒頻法。耦合回路的初、 次級(jí)電壓間的相位差隨輸入調(diào)頻信號(hào)瞬時(shí)頻率變化。虛線框內(nèi)部分為平衡式疊加型鑒相器。耦合回路可以是互感耦合回路， 也可以是電容耦合回路。另外， /2固定相移也由耦合回路引入。 對(duì)于平衡方式， 如果U1=U2， 鑒相輸出電壓為U1、 U2相差較大時(shí)的倍， 鑒相特性近似為三角形， 線性鑒頻范圍擴(kuò)展為U1、 U2相差較大時(shí)的2倍。因此， 在實(shí)際應(yīng)用中， 常把U1、 U2調(diào)成近似相等,圖 7-36 平衡式疊加型相位鑒頻器框圖,需要指出，與斜率鑒頻器不同， 在這里，耦合回路的初、 次級(jí)電路是同頻的，它們均調(diào)諧于信號(hào)的載頻fc上。而且一般情

49、況下， 初、次級(jí)回路具有相同的參數(shù)。 應(yīng)當(dāng)強(qiáng)調(diào)指出， 疊加型鑒相器的工作過程實(shí)際包括兩個(gè)動(dòng)作： 首先， 輸入調(diào)頻信號(hào)經(jīng)頻率相位變換后變成既調(diào)頻又調(diào)相的FM-PM信號(hào)， 通過加法器完成矢量相加， 將兩個(gè)信號(hào)電壓之間的相位差變化相應(yīng)地變成合成信號(hào)的包絡(luò)變化(既調(diào)頻、 調(diào)相又調(diào)幅的FM-PM-AM 信號(hào))， 然后由包絡(luò)檢波器將其包絡(luò)檢出。因此， 從原理上講，疊加型相位鑒頻器也可以認(rèn)為是一種振幅鑒頻器,3. 直接脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻法 調(diào)頻信號(hào)的信息寄托在已調(diào)波的頻率上。從某種意義上講， 信號(hào)頻率就是信號(hào)電壓或電流波形單位時(shí)間內(nèi)過零點(diǎn)(或零交點(diǎn))的次數(shù)。對(duì)于脈沖或數(shù)字信號(hào)， 信號(hào)頻率就是信號(hào)脈沖的個(gè)數(shù)。基于

50、這種原理的鑒頻器稱為零交點(diǎn)鑒頻器或脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻器。它是先將輸入調(diào)頻信號(hào)通過具有合適特性的非線性變換網(wǎng)絡(luò)(頻率-電壓變換)， 使它變換為調(diào)頻脈沖序列。由于該脈沖序列含有反映瞬時(shí)頻率變化的平均分量， 因而， 將該調(diào)頻脈沖序列直接計(jì)數(shù)就可得到反映瞬時(shí)頻率變化的解調(diào)電壓， 或者通過低通濾波器的平滑而得到反映瞬時(shí)頻率變化的平均分量的輸出解調(diào)電壓,典型的脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻器的框圖見圖 7-37(a)，圖7-37(b)是其各點(diǎn)對(duì)應(yīng)的波形。圖中，先將輸入調(diào)頻信號(hào)進(jìn)行寬帶放大和限幅，變成調(diào)頻方波信號(hào)，然后進(jìn)行微分得到一串高度相等、形狀相同的微分脈沖序列。再經(jīng)半波整流得到反映調(diào)頻信號(hào)瞬時(shí)頻率變化的單向微分脈沖序列。

51、對(duì)此單向微分脈沖計(jì)數(shù)，就可直接得到調(diào)頻信號(hào)的頻率。為了提高鑒頻效率，一般都在微分后加一個(gè)脈沖形成電路，將微分脈沖序列變換成脈寬為的矩形脈沖序列，然后對(duì)該調(diào)頻脈沖序列直接計(jì)數(shù)或通過低通濾波器得到反映瞬時(shí)頻率變化的輸出解調(diào)電壓,圖 7-37 直接脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻器,脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻法是直接鑒頻法，其鑒頻特性的線性度高，最大頻偏大，便于集成。但是，其最高工作頻率受脈沖序列的最小脈寬min的限制。min1/(fc+fm)，實(shí)際工作頻率通常小于幾十兆赫茲。在限幅電路后插入分頻電路，可使工作頻率提高到幾百兆赫茲左右。目前，在一些高級(jí)的收音機(jī)中已開始采用這種電路,圖 7-38 互感耦合相位鑒頻器,互感耦合相位鑒

52、頻器的工作原理可分為移相網(wǎng)絡(luò)的頻率相位變換，加法器的相位幅度變換和包絡(luò)檢波器的差動(dòng)檢波三個(gè)過程,1) 頻率相位變換 頻率相位變換是由圖 7 -39(a)所示的互感耦合回路完成的。由圖 7-39(b)的等效電路可知，初級(jí)回路電感L1中的電流為 (7-45) 式中，Zf為次級(jí)回路對(duì)初級(jí)回路的反射阻抗，在互感M較小時(shí)，Zf可以忽略。 考慮初、次級(jí)回路均為高Q回路，r1也可忽略。這樣，上式可近似為 (7-46) 初級(jí)電流在次級(jí)回路產(chǎn)生的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)為 (7-47,圖 7-39 互感耦合回路,感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)在次級(jí)回路形成的電流為 (7-48) 流經(jīng)C2，在C2上形成的電壓為 (7-49) =2Qf/f0，則上

53、式變?yōu)?(7-50) 式中，A=kQ為耦合因子，Q=1/(0Cr)，=arctan,上式表明，與之間的幅值和相位關(guān)系都將隨輸入信號(hào)的頻率變化。但在f0附近幅值變化不大，而相位變化明顯。與 之間的相位差為。次級(jí)回路的阻抗角與頻率的關(guān)系及與頻率的關(guān)系如圖7-40 所示。由此可知，當(dāng)f=f0=fc時(shí)，次級(jí)回路 諧振，與之間的相位差為/2(引入的固定相差)； 當(dāng)ff0=fc時(shí)，次級(jí)回路呈感性，與 之間的相位差為0/2; 當(dāng)ff0=fc時(shí)，次級(jí)回路呈容性，與之間的相位差為 。 由以上可以看出，在一定頻率范圍內(nèi)，與間的相位差與頻率之間具有線性關(guān)系。因而互感耦合回路可以作為線性相移網(wǎng)絡(luò)，其中固定相差/2是由

54、互感形成的。 應(yīng)當(dāng)注意，與鑒相器不同，由于由耦合回路產(chǎn)生，相移網(wǎng)絡(luò)由諧振回路形成，因此，的幅度隨頻率變化。但在回路通頻帶之內(nèi)，其幅度基本不變,圖 7-40 頻率相位變換電路的相頻特性,2) 相位幅度變換 根據(jù)圖中規(guī)定的與的極性，圖7-38電路可簡(jiǎn)化為圖7-41。這樣，在兩個(gè)檢波二極管上的高頻電壓分別為,7-51,圖 7-41 圖 7-38 的簡(jiǎn)化電路,合成矢量的幅度隨與間的相位差而變化(FM-PM-AM信號(hào))，如圖7- 42所示。 f=f0=fc時(shí)，與的振幅相等，即UD1=UD2; f f0=fc時(shí)，UD1UD2，隨著f的增加，兩者差值將加大； ff0=fc時(shí)，UD1UD2，隨著f的增加，兩者

55、差值也將加大,圖7-42 不同頻率時(shí)的與矢量圖,3) 檢波輸出 設(shè)兩個(gè)包絡(luò)檢波器的檢波系數(shù)分別為Kd1、Kd2(通常Kd1=Kd12=Kd)，則兩個(gè)包絡(luò)檢波器的輸出分別為uo1=Kd1UD1、uo2=Kd2UD2。鑒頻器的輸出電壓為 uo=uo1uo2=Kd(UD1UD2) (7-52) 由上面分析可知，當(dāng)f=f0=f，鑒頻器輸出為正；當(dāng)ff0=fc時(shí)，鑒頻器輸出為負(fù)。如圖 7-43(a)所示，這就是此鑒頻器的鑒頻特性，為正極性。通常情況下，鑒頻特性曲線對(duì)原點(diǎn)奇對(duì)稱。隨頻偏f的正負(fù)變化，輸出電壓也正負(fù)變化,圖 7-43 鑒頻特性曲線,應(yīng)當(dāng)指出，在瞬時(shí)頻偏為零時(shí)，輸出也為零，這是靠固定相移/2及

56、平衡差動(dòng)輸出來保證的。在頻偏不大的情況下，隨著頻率的變化，與幅度變化不大而相位變化明顯，鑒頻特性近似線性； 但當(dāng)頻偏較大時(shí)，相位變化趨于緩慢，而與幅度明顯下降，從而引起合成電壓下降。實(shí)際上，鑒頻器的鑒頻特性可以認(rèn)為是移相網(wǎng)絡(luò)的幅頻特性和相頻特性相乘的結(jié)果，如圖 7-43(c)中的曲線所示，圖中曲線為移相網(wǎng)絡(luò)只對(duì)相位起作用而不引起電壓幅度變化時(shí)的情況。由此鑒頻特性也可看出，只有輸入的調(diào)頻信號(hào)的頻偏在鑒頻特性的線性區(qū)內(nèi)，才能不失真地得到原調(diào)制信號(hào),鑒頻器的鑒頻特性與參數(shù)A有密切的關(guān)系。在A一定時(shí)，隨著頻偏的增大，鑒頻輸出線性增大。當(dāng)頻偏增大到一定程度時(shí)，鑒頻輸出變化緩慢并出現(xiàn)最大值。若頻偏繼續(xù)增大

57、，鑒頻輸出反而下降。鑒頻輸出最大值及其所對(duì)應(yīng)的頻偏值與A值有關(guān)。當(dāng)A1 時(shí)，其鑒頻輸出的最大值出現(xiàn)于廣義失諧=A處。這時(shí)，對(duì)應(yīng)的峰值帶寬Bm=kf0，這說明耦合系數(shù)k一定，則Bm一定。只要k一定，當(dāng)改變Q而引起A變化時(shí)，Bm就不會(huì)變化。但如果Q一定，改變k使A變化時(shí)，Bm將隨k變化。鑒頻跨導(dǎo)也與A值有關(guān)。由于A=kQ，因此，存在以下兩種情況,第一種情況，Q為常數(shù)，k變化而引起A值變化，此時(shí)SDA曲線如圖7-44(a)所示。最大跨導(dǎo)SDmax所對(duì)的A值在A=0.86處獲得。當(dāng)A1后，SD下降較快。 第二種情況，k一定，Q變化，引起A變化。由于Q變化，回路諧振電阻Re改變，這時(shí)SDA曲線如圖7-4

58、4(b)所示。隨著A的增加，SD單調(diào)上升。當(dāng)A3后，SD上升緩慢，A很大時(shí)，SD接近極限值。 此外，A愈大，峰值帶寬愈寬。但A太大(如A3時(shí))，曲線的線性度變差。線性度及斜率下降的原因，主要是耦合過緊時(shí)，諧振曲線在原點(diǎn)處凹陷過大造成的。為了兼顧鑒頻特性的幾個(gè)參數(shù)，A通常選擇在13之間。實(shí)際鑒頻特性的線性區(qū)約在2Bm/3之內(nèi),圖 7-44 SDA曲線,2. 電容耦合相位鑒頻器 圖7-45(a)是電容耦合相位鑒頻器的基本電路。兩個(gè)回路相互屏蔽。圖中Cm為兩回路間的耦合電容，其值很小，一般只有幾個(gè)皮法至十幾個(gè)皮法。除耦合回路外，其它部分均與互感耦合相位鑒頻器相同。因此，它們有著相同的工作原理，我們只

59、需分析耦合回路在波形變換中的作用即可,圖7-45 電容耦合相位鑒頻器,耦合回路部分單獨(dú)示于圖7-45(b)，其等效電路示于圖 7-45(c)。根據(jù)耦合電路理論可求出此電路的耦合系數(shù)為 (7-53) 設(shè)次級(jí)回路的并聯(lián)阻抗Z2為 (7-54) 由于Cm很小，滿足1/(Cm)p2Z2，p=1/2。分析可得，AB間的電壓為 (7-55,由此可得 此式與互感耦合電路完全相同，因此，其鑒頻特性與互感耦合相位鑒頻器相同。 電容耦合相位鑒頻器的耦合系數(shù)由Cm和C決定，易于調(diào)整。并且兩回路不需要通過空間的磁耦合，可單獨(dú)屏蔽，結(jié)構(gòu)也簡(jiǎn)單,7.5.2 比例鑒頻器 由對(duì)互感耦合相位鑒頻器的分析可知，相位鑒頻器的輸出隨接收信號(hào)的大小而變化。為抑制寄生調(diào)幅的影響，相位鑒頻器前必須使用限幅器。但限幅器要求較大的輸入信號(hào)，這必將導(dǎo)致鑒頻器前中放、限幅數(shù)的增加。比例鑒頻器具有自動(dòng)限幅作用，不僅可以減少前面放大器的級(jí)數(shù)，而且可以避免使用硬限幅器，因此，比例鑒頻器在調(diào)頻廣播接收機(jī)及電視接收機(jī)中得到了廣泛的應(yīng)用,1. 電路 比例鑒頻器是一種類似于疊加型相位鑒頻器，而又具有自限幅(軟限幅)能力的鑒頻器，其基本電路如圖7-46(a)所示。它與互感耦合相位鑒頻器電路的區(qū)別在于： (1) 兩個(gè)二極管順接； (2) 在電阻(R1+R2)兩端并接一個(gè)大電容C，容量約在10 F數(shù)量級(jí)。時(shí)間常數(shù)(R1+R2)C很