MOS管參數(shù)詳解及驅動電阻選擇

1、MOS管參數(shù)解釋 MOS管介紹 在使用MO管設計開關電源或者馬達驅動電路的時候， 一般都要考慮MOS勺導通電阻，最大電壓等， 最大電流等因素。 MOSFE管是FET的一種，可以被制造成增強型或耗盡型，P溝道或N溝道共4種類型，一般主要應 用的為增強型的NMO管和增強型的PMO管，所以通常提到的就是這兩種。 這兩種增強型MOST，比較常用的是NMOS原因是導通電阻小且容易制造。所以開關電源和馬達 驅動的應用中，一般都用 NMQS 在MOST內部，漏極和源極之間會寄生一個二極管。這個叫體二極管，在驅動感性負載（如馬達）， 這個二極管很重要，并且只在單個的 MOST中存在此二極管，在集成電路芯片內部

2、通常是沒有的。 MOST的三個管腳之間有寄生電容存在，這不是我們需要的，而是由于制造工藝限制產(chǎn)生的。寄生 電容的存在使得在設計或選擇驅動電路的時候要麻煩一些，但沒有辦法避免。 MOSt導通特性 導通的意思是作為開關，相當于開關閉合。 NMOS勺特性，Vgs大于一定的值就會導通，適合用于源極接地時的情況（低端驅動），只要柵極電 壓達到一定電壓（如4V或10V,其他電壓，看手冊）就可以了。 PMOS勺特性，Vgs小于一定的值就會導通，適合用于源極接VCC時的情況（高端驅動）。但是，雖 然PMO可以很方便地用作高端驅動，但由于導通電阻大，價格貴，替換種類少等原因，在高端驅 動中，通常還是使用NMOS

3、 I 皿0時關管損失 不管是NMO還是PMOS導通后都有導通電阻存在，因而在 DS間流過電流的同時，兩端還會有電 壓，這樣電流就會在這個電阻上消耗能量，這部分消耗的能量叫做導通損耗。選擇導通電阻小的M OS管會減小導通損耗?，F(xiàn)在的小功率 MOST導通電阻一般在幾毫歐，幾十毫歐左右 MOSS導通和截止的時候，一定不是在瞬間完成的。MOSS端的電壓有一個下降的過程，流過的電 流有一個上升的過程，在這段時間內，MOSf的損失是電壓和電流的乘積，叫做開關損失。通常開 關損失比導通損失大得多，而且開關頻率越快，導通瞬間電壓和電流的乘積很大， 造成的損失也就 很大。降低開關時間，可以減小每次導通時的損失；

4、降低開關頻率，可以減小單位時間內的開關次 數(shù)。這兩種辦法都可以減小開關損失。 MOSf驅動 MOST導通不需要電流，只要 GS電壓高于一定的值，就可以了。但是，我們還需要速度。 在MOST的結構中可以看到，在 GS GD之間存在寄生電容，而 MOST的驅動，實際上就是對電容 的充放電。對電容的充電需要一個電流，因為對電容充電瞬間可以把電容看成短路， 所以瞬間電流 會比較大。選擇/設計MOST驅動時第一要注意的是可提供瞬間短路電流的大小。 普遍用于高端驅動的NMOS導通時需要是柵極電壓大于源極電壓。而高端驅動的MOST導通時源 極電壓與漏極電壓（VCC）相同，所以這時柵極電壓要比 VCC大（4V

5、或10V其他電壓，看手冊）。如果 在同一個系統(tǒng)里，要得到比VCC大的電壓，就要專門的升壓電路了。很多馬達驅動器都集成了電荷 泵，要注意的是應該選擇合適的外接電容，以得到足夠的短路電流去驅動most。 Mosfet參數(shù)含義說明 Features: Vds： DS擊穿電壓.當Vgs=0V時，MOS勺DS所能承受的最大電壓 Rds(on) : DS的導通電阻.當Vgs=10V時，MOS勺DS之間的電阻 Id : 最大DS電流.會隨溫度的升髙而降低 Vgs: 最大GS電壓.一般為：-20V+20V Idm: 系 最大脈沖DS電流.會隨溫度的升高而降低，體現(xiàn)一個抗沖擊能力，跟脈沖時間也有關 系 Pd:

6、Tj: 最大耗散功率 最大工作結溫，通常為150度和175度 Tstg: 最大存儲溫度 Iar: Ear: Eas: 雪崩電流 重復雪崩擊穿能量 單次脈沖雪崩擊穿能量 BVdss： Idss: Igss: gfs: DS擊穿電壓 飽和DS電流，uA級的電流 GS驅動電流，nA級的電流. 跨導 Qg: G總充電電量 Qgs: GS充電電量 Qgd: GD充電電量 Td(o n): 導通延遲時間，從有輸入電壓上升到 10卅始到Vds下降到其幅值90%勺時間 Tr: 上升時間，輸出電壓 VDS從90%F降到其幅值10%勺時間 Td(off): 關斷延遲時間，輸入電壓下降到 90卅始到VDS上升到其關

7、斷電壓時10%勺時間 Tf: 下降時間，輸出電壓 VDS從10%上升到其幅值90%勺時間(參考圖4)。 Ciss: Coss: Crss: 輸入電容，Ciss=Cgd+Cgs. 輸出電容，Coss=Cds+Cgd. 反向傳輸電容，Crss=Cgc. MOSFE柵極驅動的優(yōu)化設計 1概述 MOS管的驅動對其工作效果起著決定性的作用。設計師既要考慮減少開關損耗，又要求驅動 波形較好即振蕩小、過沖小、EMI小。這兩方面往往是互相矛盾的，需要尋求一個平衡點，即驅動 電路的優(yōu)化設計。驅動電路的優(yōu)化設計包含兩部分內容：一是最優(yōu)的驅動電流、電壓的波形；二是 最優(yōu)的驅動電壓、電流的大小。在進行驅動電路優(yōu)化設計

8、之前，必須先清楚MOS管的模型、MOST 的開關過程、MOS管的柵極電荷以及MOS管的輸入輸出電容、跨接電容、等效電容等參數(shù)對驅動的 影響。 2MOS管的模型 MOST的等效電路模型及寄生參數(shù)如圖1所示。圖1中各部分的物理意義為： (1) Lg和Lg代表封裝端到實際的柵極線路的電感和電阻。 (2) C代表從柵極到源端N+、可的電容，它的值是由結構所固定的。 (3) C2+C4代表從柵極到源極P區(qū)間的電容。C2是電介質電容，共值是固定的。而 C4是由 源極到漏極的耗盡區(qū)的大小決定，并隨柵極電壓的大小而改變。當柵極電壓從0升到開啟電壓UGs (th)時，C4使整個柵源電容增加10%-15% (4)

9、 C3+C5是由一個固定大小的電介質電容和一個可變電容構成，當漏極電壓改變極性時， 其可變電容值變得相當大。 (5) C6是隨漏極電壓變換的漏源電容。 HII 圖I 巧舞的等效龜路樓型 MOS管輸入電容（Css）、跨接電容（Css）、輸出電容（COss）和柵源電容、柵漏電容、漏源 電容間的關系如下： 3MOS管的開通過程 開關管的開關模式電路如圖2所示，二極管可是外接的或MOS管固有的。開關管在開通時的 二極管電壓、電流波形如圖3所示。在圖3的階段1開關管關斷，開關電流為零，此時二極管電流 和電感電流相等；在階段2開關導通，開關電流上升，同時二極管電流下降。開關電流上升的斜率 和二極管電流下降

10、的斜率的絕對值相同， 符號相反；在階段3開關電流繼續(xù)上升，二極管電流繼續(xù) 下降，并且二極管電流符號改變，由正轉到負；在階段4,二極管從負的反向最大電流irrm開始減 小,它們斜率的絕對值相等；在階段5開關管完全開通，二極管的反向恢復完成，開關管電流等于 電感電流。 圖2通用的開關模式電路 :；| 奄助II H4 51 1 O 3開ifi時二極管電壓電潦波形 圖4是存儲電荷高或低的兩種二極管電流、 電壓波形。從圖中可以看出存儲電荷少時，反向 電壓的斜率大，并且會產(chǎn)生有害的振動。而前置電流低則存儲電荷少，即在空載或輕載時是最壞條 即空載或輕載的情況，應使這時 件。所以進行優(yōu)化驅動電路設計時應著重考

11、慮前置電流低的情況， 二極管產(chǎn)生的振動在可接受范圍內 圖山商科二極管反向恢11的波形 / I / J 二亠乂丿 円盧、/ 4柵極電荷QG和驅動效果的關系 柵極電荷Q是使柵極電壓從0升到10V所需的柵極電荷，它可以表示為驅動電流值與開通 時間之積或柵極電容值與柵極電壓之積?，F(xiàn)在大部分MOS管的柵極電荷Q值從幾十納庫侖到一、 兩百納庫侖。 柵極電荷QG包含了兩個部分：柵極到源極電荷Qs柵極到漏極電荷Q即“Miller ”電荷。 Qs是使柵極電壓從0升到門限值（約3V）所需電荷；Qd是漏極電壓下降時克服“Miller ”效應所 需電荷，這存在于UGs曲線比較平坦的第二段（如圖 5所示），此時柵極電壓

12、不變、柵極電荷積聚 而漏極電壓急聚下降，也就是在這時候需要驅動尖峰電流限制，這由芯睡內部完成或外接電阻完成。 實際的Q還可以略大，以減小等效FOn,但是太大也無益，所以10V到12V的驅動電壓是比較合理 的。這還包含一個重要的事實：需要一個高的尖峰電流以減小MOS管損耗和轉換時間。 5和柵根電荷的關系曲址 重要是的對于IC來說，MOS管的平均電容負荷并不是MOS管的輸入電容Css,而是等效輸入 電容Ceff（Ceff=CG/UGS），即整個0lGslLs（th）的等效電容，而Css只是UGs=0時的等效電容。 漏極電流在CG波形的CGd階段出現(xiàn)，該段漏極電壓依然很高，MOS管的損耗該段最大，并

13、隨 UDS勺減小而減小。Qd的大部分用來減小UDS從關斷電壓到UGs（th）產(chǎn)生的“Miller ”效應。Q波形第 三段的等效負載電容是： Q詳=匚+ 認 J 1 仆仆*） 5優(yōu)化柵極驅動設計 在大多數(shù)的開關功率應用電路中，當柵極被驅動，開關導通時漏極電流上升的速度是漏極電 壓下降速度的幾倍，這將造成功率損耗增加。為了解決問題可以增加柵極驅動電流， 但增加柵極驅 動上升斜率又將帶來過沖、振蕩、EMI等問題。優(yōu)化柵極驅動設計，正是在互相矛盾的要求中尋求 一個平衡點，而這個平衡點就是開關導通時漏極電流上升的速度和漏極電壓下降速度相等這樣一種 波形，理想的驅動波形如圖6所示。 圖6的Ss波形包括了這

14、樣幾部分：Uas第一段是快速上升到門限電壓；UGs第二段是比較緩的 上升速度以減慢漏極電流的上升速度，但此時的UGs也必須滿足所需的漏極電流值；UGs第四段快速 上升使漏極電壓快速下降；UGs第五段是充電到最后的值。當然，要得到完全一樣的驅動波形是很 困難的，但是可以得到一個大概的驅動電流波形， 其上升時間等于理想的漏極電壓下降時間或漏極 電流上升的時間，并且具有足夠的尖峰值來充電開關期間的較大等效電容。該柵極尖峰電流I p的 計算是：電荷必須完全滿足開關時期的寄生電容所需。 即 Qc -, C* = 135 pF； V j. / 二 205 - r*57x|O I：/ u ffi?實驗所測靈

15、功電壓波老 4200卄心 - 57 心；I（側加=1 丨 ! 川;ZJtIJt化設計的霽動電滅的*Hfi為: 42O0 xl0-,:(2JxJ + y) +l35xlO,I(M-3) 3A 根據(jù)如前所述，驅動電壓、電流的理想波形不應該是一條直線，而應該是如圖6所示的波形。 實驗波形見圖7。 7結論 本文詳細介紹了 MOSt的電路模型、開關過程、輸入輸出電容、等效電容、電荷存儲等對 MOSt驅動波形的影響，及根據(jù)這些參數(shù)對驅動波形的影響進行的驅動波形的優(yōu)化設計實例，取得 了較好的實際效果。 影響MOSFE開關速度除了其本身固有 Tr,Tf夕卜，還有一個重要的參數(shù)：Qg（柵極總靜電荷容量）該參數(shù)

16、與柵極驅動電路的輸出內阻共同構成了一個時間參數(shù)，影響著MOSFE的性能（你主板的MOSFE的柵極 驅動電路就集成在IRU3055這塊PWM6制芯片內） 廠家給出的Tr,Tf值,是在柵極驅動內阻小到可以忽略的情況下測出的 ，實際應用中就不一樣了，特別是 柵極驅動集成在PWM芯片中的電路，從PWMU MOSFE柵極的布線的寬度，長度，都會深刻影響MOSFE的 性能.如果PW啲輸出內阻本來就不低，加上MOS!的Qg又大，那么不論其Tr,Tf如何優(yōu)秀，都可能會大 大增加上升和下降的時間 偶認為，BUCK同步變換器中，高側MOST的Qg比RDS等其他參數(shù)更重要，另外，柵極驅動內阻與Qg的配 合也很重要，一定程度上就是由它的充電時間決定高側MOSFE的開關速度和損耗. 看從哪個角度岀發(fā)。電荷瀉放慢，說明時間常數(shù)大。時間常數(shù)是Ciss與Rgs的乘積。柵源極絕緣電阻大，說明制造 工藝控制較好，材料、芯片和管殼封