UC3845反激式開關電源教材

1、目錄一、目的 3二、內容 3一主電路工作原理及設計 51.1 單端反激變換器工作原理 . 51.2 單端反激變換器的工作模式及基本關系 51.2.1 電流連續(xù)時反激式變換器的基本關系 51.2.2 電流臨界連續(xù)時反激式變換器的基本關系 71.2.3 電流斷續(xù)時反激式變換器的基本關系 81.3 RCD吸收電路工作原理及設計 . 81.3.1 RCD 吸收電路工作原理 81.3.2 RCD 電路參數(shù)設計 91.4 變壓器設計 91.4.1 確定匝比 91.4.2 電感設計 101.4.3 磁芯選擇 111.4.4 匝數(shù)設計 111.4.5 氣隙設計 121.5 主電路器件的選擇 121.5.1 功

2、率開關管的選擇 121.5.2 副邊整流二極管的選擇 131.5.3 輸出濾波電容的選取 131.5.4 鉗位電路設計 13二控制電路工作原理及設計 132.1 電流控制技術原理 132.2 電流控制型脈寬調制器 UC3845 142.2.1 UC3845 內部方框圖 142.2.2 UC3845 功能介紹 152.3 基于 UC3845的控制電路設計 . 162.3.1 開關頻率計算 162.3.2 保護電路設計 17三反饋電路工作原理及設計 173.1 反饋電路工作原理 183.2 反饋電路設計 183.2.1 穩(wěn)壓器 TL431. 183.2.2 光電耦合器 193.3 參數(shù)選擇 20四

3、仿真驗證 21五總結 26直流隔離電源變換器設計一、目的1熟悉逆變電路和整流電路工作原理，探究 PID 閉環(huán)調壓系統(tǒng)設計方法。2熟悉專用 PWM 控制芯片工作原理及探究由運放構成的 PID 閉環(huán)控制電 路調節(jié)規(guī)律，并分析系統(tǒng)穩(wěn)定性。3探究 POWER MOSFET 驅動電路的特性并進行設計和優(yōu)化。 4探究隔離電源的特點，及隔離變壓器的特性。二、內容設計基于脈沖變壓器的 DC-AC-DC 變換器，指標參數(shù)如下：輸入電壓： 90V135V；輸出電壓： 12V，紋波 1%；輸出功率： 50W；開關頻率： 30kHz；輸出電流范圍： 20%至滿載； 具有過流、短路保護和過壓保護功能，并設計報警電路；

4、具有隔離功能；進行變換電路的設計、仿真（選擇項）與電路調試。直流隔離電源變換器設計摘要單端反激變換器是開關變換器的一種基本的拓撲結構， 其具有重量輕、 體積 小、制造工藝簡單、成本低、功耗小、工作電壓范圍寬、安全性能高等優(yōu)點，因 此在實際中應用比較廣泛，對單端反激變換器的研究和設計具有重要意義。本次設計實驗首先對反激變換器 CCM和 DCM工作模式下的能量傳輸過程及其 基本關系進行了分析比較，對 RCD箝位技術進行了研究，詳細闡述了主電路中的 高頻變壓器、 MOSFE、T輸出整流二極管和濾波電容等關鍵參數(shù)設計準則。其次還研究了電流控制技術和基于此技術的 UC3845芯片的工作原理及特點， 進而

5、設計了控制電路。本電路反饋回路采用可調式精密穩(wěn)壓器 TL431配合光耦 PC817，達到了更好的穩(wěn)壓效果，提高了系統(tǒng)的可靠性。最后對由主電路、 控制電路、反饋回路構成的反激變換器閉環(huán)系統(tǒng)進行了詳 細設計， 并進行了仿真驗證， 分析和驗證了電路設計的正確性和準確性。 接著根 據(jù)系統(tǒng)原理和仿真參數(shù)， 進行實際電路的搭建和調試， 搭建的實際電路能夠滿足 項目要求。一主電路工作原理及設計1.1 單端反激變換器工作原理圖 1-1 給出了反激（ Flyback）DC/DC 轉換器的主電路及其工作狀態(tài)的電路。 它是由開關管 S、整流二極管 D、濾波電容 C和隔離變壓器構成。 開關管 S按照 PWM 方式工作

6、。變壓器有兩個繞組，初級繞組 L1 和次級繞組 L2，兩個繞組是 緊密耦合的。 使用的是普通磁材料和帶有氣隙的鐵心。 以保證在最大負載電流時 鐵心不飽和。圖 1-1 單端反激變換器的主電路圖在圖1-1中，為Vi輸入電壓、 Vo為輸出電壓、 Io為輸出電流、 S為開關管、 L1、 L2為儲能電感、 iL1為流過電感L1的電流、 i L2為流過電感 L2的電流， D為續(xù)流 二極管、 C為輸出濾波電容、 RL 為負載電阻。當開關管 S 導通時，續(xù)流二極管 D承受反向偏置電壓而截止，流過電感 L1 的電流 iL1 線性增加，儲能電感 L1將電能轉換成磁能儲存在電感 L1 中，此時， 負載由輸出濾波電容

7、 C供電；當開關管 S斷開時，電流 iL1 降為零，續(xù)流二極管 D導通，儲能電感 Ll 將能量通過互感傳遞給 L2，通過 L2 釋放能量，流過電感 L2的電流i L2線性減小，在減小到 Io 之前，電感電流一部分給負載供電，一部 分給電容充電：減小到小于 Io 后，電容進入放電狀態(tài)，負載由電感和電容共同 供電，以維持輸出電壓和輸出電流不變。在開關管 S斷開期間，流過電感 L2 的 電流 iL2 線性減小到零時下一個開通周期還沒有到來， 則會出現(xiàn)副邊電感電流斷 續(xù)的狀態(tài)。根據(jù)副邊電感電流是否出現(xiàn)斷續(xù)將電路的工作方式分為連續(xù)導電模式 （ CCM）和不連續(xù)導電模式（ DCM）。1.2 單端反激變換器

8、的工作模式及基本關系1.2.1電流連續(xù)時反激式變換器的基本關系（1） 開關狀態(tài) 1（0-Ton ）在 t=0 瞬間，開關管 S 導通，電源電壓 Ui 加在變壓器初級繞組 W1上，此時，在次級繞組 W2中的感應電壓為 uw2W2w 2W1Cf 提供。此時，變壓器的次級繞組開路，只有 其電感量為 L1，因此初級電流 ip 從最小值 IPminUi ，其極性“ * ”端為正，是二極管 D1 截止，負載電流由濾波電容 初級繞組工作， 相當于一個電感，開始線性增加，其增加率為：dip U idtL11-1)在 t Ton 時，電流達到最大值I P max 。I IU i D TI P max I Pmi

9、nDuTsPmax Pmin L1 u s在此過程中，變壓器的鐵心被磁化，其磁通 也線性增加。磁通 的增加量為：1-2)Ui( ) UW1i DuTs1-3)(2 )開關狀態(tài) 2(Ton-Ts)在 t=Ton 時，開關管 S 關斷，初級繞組開路，次級繞組的感應電動勢反向， 其極性“ * ”端為負，使二極管 D1導通存儲在變壓器磁場中的能量通過二極管 D 釋放，一方面給電容 C充電； 另一方面也向負載供電。 此時只有變壓器的次級繞 組工作，相當于一個電感，其電感量 L2。次級繞組上的電壓為 uw2 Uo ，次級電 流 is 從最大值 I smax 線性下降，其下降速度為：disU 0dtL 21

10、-4)在UD1 U0 KU1i2 時，電流達到最大值 Ismax。I I U o (1 D )TI s max I smin(1 D u ) Tss max smin L2u s在此過程中，變壓器的鐵心被磁化，其磁通 也線性增加。磁通 的增加 量為：1-5)( ) Uo (1 Du)Ts1-6)(3 )基本關系 在穩(wěn)態(tài)工作時，開光導通鐵心磁通的增加量( ) 必然等于開關管關斷時的減少量 ( ) ，即 ( ) ( ) ，則由式( 1-3 )和式( 1-6 )可得U o W2. Du1 . DuUi W1.1 Du K12 .1 Du1-7)式中， K12 WW12是變壓器初、次級繞組的匝數(shù)比。開

11、關管 S 關斷時所承受的電壓為 Ui 和初級繞組 W1中感應電動勢之和，即Uv Ui W1 Uv i W2Ui1 Du1-8)1-9)1-10)W1I pmaxW2I smax1-11)在電源電壓 Ui 一定時，開關管 S 的電壓和占空比 Du有關，故必須限制最 大占空比 Dumax的值。二極管 D 承受的電壓等于輸出電壓 Uo與輸入電壓 Ui 折算 到次級的電壓之和，即U D U 0 U iD 0 K12負載電流 Io 就是流過二極管 D1 的電流平均值，即1I o 2 ( I smin I smax ).(1 Du )根據(jù)變壓器的工作原理，下面的兩個表達式成立：W1I pminW2 I s

12、min由以上各式可得I p maxW2 1I smaxI oUioW1 1 Du o 2L1.1 I o W1 Ui Du ou 1 Du o W2 2L1. fs uDus1-12)1.2.2電流臨界連續(xù)時反激式變換器的基本關系如果在臨界電流連續(xù)時工作，則式( 1-7 )仍然成立。此時，初級繞組的電Ui Du，則 Ismax W1 Ui 1u smax流最大值為 I pmaxL1. f s 故有臨界連續(xù)負載電流：W2 L1.fs Du ，負載電流 Ios max (1 D u ) ，1-13)I oGU i W18L1. fs W21-14)U i W1IoG Io i1 Du (1 Du)

13、2 L1. f s W2 在 Du=0.5 時， I oG 達到最大值1-15)于是( 1-13)式可以寫成IoG 4IoGmaxDu (1 Du)上式就是電感電流臨界連續(xù)的邊界。1.2.3電流斷續(xù)時反激式變換器的基本關系在電感電流斷續(xù)時， Uo 不僅與占空比有關，而且還與負載電流 Io有關,下 Ui面通過能量守恒進行推導。一個周期 T 內直流母線電壓 Ui 提供的功率為 0.5* LP(IP)2PT又因 IP (Vdc 1)Ton / LP, 則有(1-16)22 P (Ui 1)Ton2 (U iTon)2 2TLP2TLP設變換器的效率為 80%，則有輸入功率 =1.25* 輸出功率,

14、即：221.25VO 2 (UiTon)2RO2TLP(1-17)(1-18)可以求得Uo UiTonRo2.5TLP1.3 RCD 吸收電路工作原理及設計(1-19)1.3.1 RCD 吸收電路工作原理 反激變換器中隔離變壓器兼起儲能電感作用，變壓器磁芯處于直流偏磁狀 態(tài)， 為防止磁芯飽和，需要較大氣隙，因此漏感較大，電感值相對較低。當功 率開關關斷時， 由漏感儲能引起的電流突變引起很高的關斷電壓尖峰， 功率管導 通時，電感電流變化率大，電流峰值大， CCM模式整流二極管反向恢復引起功率 開關開通時高的電流尖峰。 因此，必須用箝位電路來限制反激變換器功率開關電 壓、電流應力。 RCD吸收電路

15、加在變壓器原邊兩端，電路拓撲如圖 1-2 所示。功 率管 S關斷時，變壓器漏感能量轉移到電容 C上, 然后電阻 R將這部分能量消耗 掉。圖 1-2 RCD 吸收電路1.3.2 RCD 電路參數(shù)設計(1) 功率管截止時，漏感能量等于電容 C吸收的能量LlkIp2 max1C(UDS Ui)2 1 CUreset222(1-20)LlkI2 p max(1-21)式 (1-14) 中， L1k為變壓器漏感、 Lpmax為原邊電感電流峰值、 Uds為最大漏源電 壓、 Ureset為電容C初始電壓、 Ui為輸入直流電壓。故22(UDS Ui)2 Ureset2(2 )電容 C上的電壓只是在功率管關斷的

16、一瞬間沖上去，然后應一直處于放電狀 態(tài)在功率管開通之前，電容 C上的電壓不應放到低于 (N1/N2)Uo，否則二極管 D導 通， RCD箝位電路將成為該變換器的一路負載。電阻 R根據(jù)下式求得：TOFFN(UDS Ui)e RC 1 U (1-22)電阻R額定最大功率，即箝位電路消耗的功率，為1 1 2 1 2PR 2LlkIpmaxf 2C(UDS Ui)2 2 CUreset 2 f(1-23)(3) 二極管 D 承受的峰值電壓為 Ui+(N1/N2)Uo，峰值電流為原邊電感峰值電流Ipmax。1.4 變壓器設計1.4.1 確定匝比加在變換器輸入端的直流電壓最大為 135V我們選用額定值為

17、500V 的 mosfet，此時保留 50V 的裕量。此種情況下，漏 極電壓不能超過 450V。由上分析知，漏極電壓為 Vin VZ ，于是有(1-24)Vi n VZ 18 0 V Z 45 0VZ 45 0 18 0 V2 70因為為保證最大占空比小于數(shù)畫出上述鉗位損耗曲線可發(fā)現(xiàn)，0.5，需選擇標準 150V 穩(wěn)壓管。 若以為函在所有情況下， VZ V =1.4均為消耗曲線上的明顯下降點。因此選擇此值作為最優(yōu)比。則有(1-25)VO R VZ 1. 4 0. 7 VZ 0. 7 15 0 V105假設 28V 輸出二極管正向壓降為 1V ，則匝比為1.4.2電感設計VOR105 3.62n

18、Vo VD 29(1-26)由負載功率和電壓，可以得到Io 28140 5A(1-27)一次輸出電壓為 VOR ，負載電流為I OR ，其中I OR1.38An 3.62(1-28)假定設計效率為 80%，則可以得到輸入功率Po140PINo 175WIN 80% 0.8(1-29)于是可以得到平均輸入電流IINPIN175VINMIN130 1.35A(1-30)I IN平均輸入電流與實際占空比D 直接相關。因D 為一次電流斜坡中心值，且其值與 ILR 相等，于是有(1-31)II N I O R1D解得IIN1.35IINI OR 1.35 1.38 0.5(1-32)二次電流斜坡中心值為

19、ILIo1D10A1 0.5(1-33)一次電流斜坡中心值為ILLR 10 2.76ALR n 3.62(1-34)根據(jù)以上 ILR 值，可得所選電流紋波率情況下的峰值電流IP K (1 1 ) I L R 1.25 2.7 6 A3.4 5 r(1-35)伏秒數(shù)為Et Von ton130 0.450 130 1. 625Vms (1-36)設計離線式變壓器時，因需降低高頻銅耗、減小變壓器體積等各種因素，通常將 r 值設定為 0.5左右。根據(jù)“ L I ”規(guī)則一次電感為Lp1 EtI LR r1. 625 12. 76 0. 51m8H(1-37)二次電感L 1.18mLs 2P 2 90.

20、0uH (1-38) s n2 3.6221.4.3 磁芯選擇 設計磁性元件與特制或成品電感不同，須加氣隙以提高磁芯的能量存儲能力。若無氣隙，磁芯一旦存儲少許能量就容易達到飽和。但對應所需 r 值，還應 確保 L 值大小。若所加氣隙太大，則必然導致匝數(shù)增多這將增大繞組的銅 耗。另外，增加匝數(shù)將使繞組占用更大的窗口面積。故此時必須進行折中選擇， 通常采用如下公式(一般應用于鐵氧體磁芯，且適用于所有拓撲)(1-39)Ve 0. 7(2rr ) PIfN cm3其中 f 的單位為 kHz。則前例可得( 2 0 .25) 1 75 3Ve 0 . 73 8 .c2m38(1-40)e 0.5 4 0于

21、是開始選取這個體積 (或接近)磁芯。在 EE55中可以找到，其等效長度 和面積在他的規(guī)格中已給出2Ae 3.54cm2le 12.3cm 則可得其體積為3Ve Ae le 3. 54 12. 3 4 3c.3m5 4(1-41)基本滿足要求1.4.4 匝數(shù)設計電壓相關方程B LI TNA 使 B 與 L 相關聯(lián)。由于給定頻率的 r 和 L 表達式等效，故結合這些公式，磁通 密度變化取最大值（通過 r），即可得到非常有用的關于 r 的電壓相關方程式 2VON DN （1 ） ON r 2 BPK Ae f適（ 用于所有拓撲）(1-42)(1-43)所以若無材料的磁導率、磁隙等信息，只要已知磁芯面

22、積 Ae 與其磁通密度變換 范圍，仍能得到所求的匝數(shù)值。對于大多數(shù)的鐵氧體磁芯，不管有無磁隙，磁通 密度變化都不能超過 0.3T。所以求解 N 為（一次繞組匝數(shù)）(1-44)2 130 0.5n p （1+ ） 4 3 38.25匝p 0.5 2 0.3 3.54 10 4 40 103則 28V 輸出的二次繞組匝數(shù)為3 8. 2 51 0. 5匝73. 6 2n np nsn 分別取整數(shù)為 40 匝和 11 匝。 1.4.5氣隙設計最后，必須要考慮到材料的磁導率， L 與磁導率相關的方程有1o Ae2L （ o e ） N 2Hz le(1-45)(1-46)其中，z 為氣隙系數(shù)lelgzl

23、e(1-47)求得z 1 ( oAe Lle1 2000 4 10 7 3.54 10 4 3 ( 2 1.18 10 3 12.3 10 2) 402(1-48)所以z 9.8 1(1-49)最后，求解氣隙長度(1-50)1 2. 3 2 00lg00. 5m4mz 9. 8 1 g lg1 2. 3 g1.5 主電路器件的選擇1.5.1功率開關管的選擇 功率開關管上承受的電壓應力和電流應力分別為Uv Ui W1 Uo Uiv i W2 o 1 Du1IPK (1 ) I LR 1.25 2.76 3.45A r功率管選用 IRF840(8A500V)。1.5.2副邊整流二極管的選擇整流二極

24、管 D 承受的電壓應力和電流應力分別為UDU0UiK12Ilpk nI pk 整流二極管選用 MBR10100G(100V/10A) 。 1.5.3輸出濾波電容的選取 輸出濾波電容為式中， K為紋波率、 R為負載電阻，1.5.4鉗位電路設計5Ts8K%R輸出濾波電容選用 220uF 的電解電容。LlkIpmax22C 2 2(UDS Ui)2 Ureset2 根據(jù)公式 (1 16) 來計算吸收電阻 R的值， R上的功耗基本為漏感能量通過電容轉 化而來，功耗值為1PR Llk I pmax f2由于二極管 D和電容 C均有功耗，電阻 R的功耗按計算值的一半來考慮。 二極管D上通過的峰值電流 ID

25、=Ipk=3.45A ，所以選用肖特基二極管 MUR1560(15A/600v)。二控制電路工作原理及設計2.1 電流控制技術原理電流控制技術原理圖，如圖 2-1所示，圖中 A為誤差放大器， N為PWM比較器， Uref為參考電壓， 采用恒頻時鐘脈沖置位鎖存器， 輸出脈沖，以驅動功率管導通， 使電源回路的電流增大。 電源輸出電壓 Uo與參考電壓 Uref比較放大后， 得到誤差 電壓 Ue。當電流在采樣電阻 Rs上的幅度達到 Ue時，脈寬比較器的狀態(tài)翻轉，鎖 存器復位，驅動撤除，功率管截止。 這樣逐個檢測和調節(jié)電流脈沖就可以達到控 制電源輸出的目的。圖 2-1電流控制技術原理圖電流控制技術與傳統(tǒng)

26、的電壓控制技術相比，在電路結構上增加了一個電感電 流反饋，此電流反饋就作為 PWM的斜坡函數(shù)，因此不再需要鋸齒波 （或三角波 ）發(fā) 生器。反饋的電感電流，其電流變化率 di/dt 直接跟隨輸入電壓和輸出電壓的變 化而變化， 電壓反饋回路中誤差放大器的輸出作為電流給定信號， 與反饋的電感 電流比較， 直接去控制功率開關通斷的占空比， 使功率開關的峰值電流受電流給 定信號控制。2.2 電流控制型脈寬調制器 UC38452.2.1 UC3845 內部方框圖 UC3845系列芯片的內部方框圖，如圖 2-2 所示圖 2-2 UC3845 內部方框圖1腳為誤差放大輸出，并可用于環(huán)路補償； 2腳是誤差放大器

27、的反相輸入； 3 腳是電流取樣端， 通常通過一個正比于電感器電流的電壓接到這個輸入， 脈寬調 制器使用此信息中止輸出開關的導通； 4腳為 RT/CT端，通過將電阻 RT連至Vref并將CT連至地，使得振蕩器頻率可調； 5腳為接地端； 6腳為輸出端，輸出開關頻 率為振蕩器的一半； 7腳為Vcc端； 8腳為參考輸出，它經(jīng) RT向電容 CT提供充電電 流，可提供大電流圖騰柱輸出，輸出電流達 1A。2.2.2 UC3845 功能介紹(1) 過壓保護和欠壓鎖定當工作電壓 Vcc大于 36V時，穩(wěn)壓二極管穩(wěn)壓，使內部電路在小于 36V下可靠 工作；而當欠壓時，有鎖定功能。在輸入電壓 U小于開啟電壓閥值時，

28、整個電路 耗電lmA，降壓電阻功耗很小。此芯片采用了兩個欠壓鎖定比較器來保證在輸出 級被驅動之前， 集成電路已完全可用， 正電源端和參考輸出各由分離的比較器監(jiān) 視，每個都具有內部的滯后，以防止通過它們各自的門限時產(chǎn)生錯誤輸出動作。(2) 振蕩頻率的設置如圖3.2所示，UC3835芯片8腳和4腳之間接 RT，4腳和5腳之間接 CT，8腳5V基準電 源經(jīng)RT給定時電容 CT充電， U振蕩器工作頻率 f 為orc1. 72 RTCr(2-1 )I pkV( pin1) 1.4V 3RS(3) 誤差放大器的補償UC3845的誤差放大器同相輸入端接在內部 +25V基準電壓上， 反相輸入端接 受外部控制信

29、號，其輸出端可外接 RC網(wǎng)絡，然后接到反相輸入端， 在使用過程中， 可改變 R、C的取值來改變放大器的閉環(huán)增益和頻率響應。(4) 電流檢測和限制電流檢測電路，如圖 3-3 所示。正常運行時，檢測電阻 K的峰值電壓由內部誤差放大器控制，滿足式 (2-2)(2-2)V(pin1)為誤差放大器輸出電壓、 I pk為檢測電流。 UC3845內部電流測定比較器反向輸入端箝位電壓為 lV ，最大限制電流 I pk（max） 1V 。在RS和3腳之間，常用 R、 RSC組成一個濾波器，用于抑制功率管開通時產(chǎn)生的電流尖峰，其時間常數(shù)近似等 于電流尖峰持續(xù)時間 （ 通常為幾百納秒 ） 。（5）內部鎖存器UC38

30、45內部設置有 PWM鎖存器，加入鎖存器可以保證在每個振蕩周期僅輸出 一個控制脈沖，防止噪聲干擾和功率管的超功耗。（6）圖騰柱輸出UC3845的輸出級為圖騰柱式輸出電路，輸出晶體管的平均電流為 200mA， 最大峰值電流可達 4-1A，由于電路有峰值電流自我限制的功能， 所以不必串入電 流限制電阻。（7）驅動電路UC3845的輸出能提供足夠的漏電流和灌電流，非常適合驅動 N溝道 MOS功率 晶體管，圖2-4（a） 為直接驅動 N溝道MOS功率管的電路， 此時UCl84X和MOSFE之T間 不必進行隔離。若需隔離可采用圖 2-4（b） 所示的隔離式 MOSFE的T 驅動電路。圖2-4驅動電路2.

31、3基于 UC3845 的控制電路設計 控制電路原理圖如圖 2-5 所示。穩(wěn)壓管 VZ2和電阻 R3 是為了防止脈沖信號 電壓過高而照成開關管的損壞，對電路進行穩(wěn)壓，考慮到開關所能承受的電壓， 選取 15V的穩(wěn)壓管，電阻 R3=20k。電阻 R11和電容 C13組成 RC濾波器對 6 腳輸 出的脈沖電壓進行濾波，所以 R11=20歐姆， C13=4700pF。2.3.1開關頻率計算如圖 2-5 所示， UC3844的腳 8 與腳 4間電阻 R8及腳 4 的接地電容 C17決 定了芯片內部的振蕩頻率， 由于 UC3844內部有個分頻器， 所以驅動 MOSFE功T 率 開關管的方波頻率為芯片內部振蕩

32、頻率的一半。本實驗設計的電路頻率為 40KHz，則 UC3845的振蕩器工作頻率為 80KHZ。電阻 R8一般取 10k，則電容 C17 由式 2-1 計算可得為 2.15nF 。電容 C18取為 0.1uF 。2.3.2保護電路設計如圖 2-5 所示, 電源電壓過壓時， 2 腳電壓將會增大，當增大到一定值后， UC3845將會關斷 PWM波，即讓 6 腳輸出為 0，MOS管 Q1 關斷，電源電壓自然就 會下降，下降到一定程度后，反饋電壓 VFB也同時變小，這樣 UC3845的 6 腳又 開始輸出 PWM波，控制 MOS管的開通關斷，使電壓維持在 12V 左右。MOSFE功T 率開關管的源極所

33、接的 R6是電流取樣電阻， 變壓器原邊電感電流 流經(jīng)該電阻產(chǎn)生的電壓經(jīng)濾波后送入 UC3844的腳 3，構成電流控制閉環(huán)。當負 載短路或過流時，通過 MOS管的電流增大，則取樣電阻 R6 上的電壓也會升高， 當三腳的電壓高于 1V時，電流采樣比較器輸出高電平使 PWM鎖存器置 0 而使輸 出封鎖，從而達到保護的效果。若故障消失，下一個時鐘脈沖到來時將使 PWM 鎖存器自動復位。由于 MOS管開通關斷時，有可能產(chǎn)生電流尖峰， 并傳遞到 UC3845 的 3 腳，為防止 UC3845誤保護，我們在 R6 上并聯(lián)一個 RC濾波電路，其中 R5=1K， C14=470pF，這樣就可以濾除電流尖峰，防止

34、誤保護。由式 1-35 知，峰值電流為 3.45A，則 R6取0.3 /5W 。三反饋電路工作原理及設計反饋電路是通過輸出電壓引起光電耦合器 PC817二極管- 三極管上的電流變 化取控制 UC3845，調節(jié)占空比， 達到穩(wěn)定輸出電壓的目的。 電路核心器件 PC817 和 TL431。圖 3-1 所示為反饋電路原理圖 , 輸出經(jīng)過 TL431 反饋并將誤差放大， TL431 陰陽極間電壓變化，引起流過光耦 PC817發(fā)光部分的電流變化，而處于電 源高壓邊的光耦感光部分得到反饋電壓，用來調整的 UC3845控制器輸出的 PWM 波的開關時間，從而得到一個穩(wěn)定的直流電壓輸出。圖 3-1 反饋電路原

35、理圖3.1 反饋電路工作原理當輸出電壓有變大趨勢時， 經(jīng)兩電阻 R13和 WR1分壓后接到 TL431 的參考輸 入端（ 誤差放大器的反向輸入端 ） 的電壓升高，與 TL431內部的基準參考電壓 2.5V 作比較，使得 TL431陰陽極間電壓 Vka 降低，進而光耦二極管的電流 If 變大， 于是光耦發(fā)光加強，感光端得到的反饋電壓也就越大。 UC3845在接受這個變大 反饋電壓后， 與其內部的基準電壓進行比較后導致腳 1的電平變低，經(jīng)過內部電 流檢測比較器與電流采樣電壓進行比較后輸出變高， PWM鎖存器復位，或非門輸 出變低，于是關斷開關管，使得脈沖變窄，縮短 MOSFET功率管的導通時間，于

36、 是傳輸?shù)酱渭壘€圈和自饋線圈的能量減小，使輸出電壓 Vo 降低。反之亦然，總 的效果是令輸出電壓保持恒定， 不受電網(wǎng)電壓或負載變化的影響， 達到了實現(xiàn)輸 出閉環(huán)控制的目的。3.2 反饋電路設計3.2.1 穩(wěn)壓器 TL431TL431采用DIP-8或TO-92封裝形式，引腳排列分別如圖 3-2所示。 3個引腳分 別為：陰極（ CATHOD）E、陽極（ ANOD）E和參考端（ REF）。圖中， A為陽極，使用 時需接地； K為陰極，需經(jīng)限流電阻接正電源； UREF是輸出電壓 UO的設定端，外 接電阻分壓器； NC為空腳。圖3-2 TL431 封裝圖及等效電路圖由TL431的等效電路圖可以看到， U

37、ref 是一個內部的 2.5V 基準源，接在運放 的反相輸入端。 由運放的特性可知， 只有當 REF端（同相端）的電壓非常接近 Uref （ 2.5V）時，三極管中才會有一個穩(wěn)定的非飽和電流通過，而且隨著REF端電壓的微小變化，通過三極管 VT的電流將從 1到 100mA 變化。前面提到 TL431的內部含有一個 2.5V的基準電壓，所以當在 REF端引入輸出反 饋時，器件可以通過從陰極到陽極很寬范圍的分流，控制輸出電壓。如圖3-3 所示的電路，當 R1和 R2的阻值確定時，兩者對 Vo的分壓引入反饋，若 Vo增大，反饋 量增大， TL431的分流也就增加，從而又導致 Vo下降。顯見，這個深度

38、的負反饋 電路必然在 Uref 等于基準電壓處穩(wěn)定，此時 Vo=（1+R1/R2）Vref 。圖3-3 TL431 典型應用電路選擇不同的 R1和 R2的值可以得到從 2.5V 到 36V范圍內的任意電壓輸出， 特別地，當 R1=R2時，Vo=5V。需要注意的是，在選擇電阻時必須保證 TL431 工 作的必要條件，就是通過陰極的電流要大于 1mA。3.2.2光電耦合器此處選用光電耦合器 PC817，PC817是常用的線性光耦，具有上下級電 路完全隔離的作用，相互不產(chǎn)生影響，其有如下特點 :（1）輸入和輸出之間的隔絕電壓高 :5000V（2）電流傳輸比 CTR:IF=5mA,VCE=5V時最小值

39、為 50%（3）緊湊型雙列直插封裝PC817光電耦合器不但可以起到反饋作用還可以起到隔離作用。其內部框圖 如圖3-4所示。1 WR1R13U ref3-1)3-2)則，WR1 (UO Uref )*R13Uref3-3)當輸入端加電信號時， 發(fā)光器發(fā)出光線， 照射在受光器上， 受光器接受光線 后導通，產(chǎn)生光電流從輸出端輸出，從而實現(xiàn)了“光 - 電- 光”的轉換。普通光電 耦合器只能傳輸數(shù)字信號（開關信號） ，不適合傳輸模擬信號。線性光電耦合器 是一種新型的光電隔離器件， 能夠傳輸連續(xù)變化的模擬電壓或電流信號， 這樣隨 著輸入信號的強弱變化會產(chǎn)生相應的光信號， 從而使光敏晶體管的導通程度也不 同

40、，輸出的電壓或電流也隨之不同。3.3 參數(shù)選擇TL431參考輸入端的電流參考值為 2uA，為了避免此端電流影響分壓比和避免 噪聲的影響， 通常取流過電阻 R13的電流為參考輸入端電流的 100倍以上，根據(jù)公 式4-1計算，取 R13的值為10kR13=2.5V/200uA=12.5K根據(jù)TL431的特性， R13、WR、1 Uo、Uref 有固定的關系：上式中， Uref為2.5V，Uo為28V，根據(jù)（ 3-3 ）式計算得出 WR1=102。k為了取得合適的 R11值，首先根據(jù) PC817的Uce與Ic 關系曲線確定 PC817二極管 正向電流 If 。UC3845的誤差放大器輸出電壓擺幅 0

41、.8VUo6.2V，由圖 3-5可知， 當 PC817二極管正向電流 If 在 5mA左右時，三極管的集射電流 Ic 在5mA左右變化， 集射電壓 Uce在很寬的范圍內線性變化，符合 UC3845的控制要求。PC817的電流傳輸比 CTR=0.81.6 ，按公式4-4計算得出通過 PC817內部發(fā)光 二級管的最小電流為：f min5mACTR 0.86.25mA3-4)發(fā)光二極管能承受的最大電流為 50mA， TIA31最大電流為 100mA，故取流過 R11的 I f max 為50mA，根據(jù)公式 3-5 和3-6 ，RSUOUka Uf minf min28V 2.5V 1.2V6.25m

42、A3.9KRSUOUkaf maxf max28V 2.5V 1.4V50mA4823-5)3-6)選擇Rs的取值為 500歐姆圖 3-5 PC817 的集電極電流與集電極發(fā)射機電壓此電路設計中還增加了提升低頻增益電路， 用電阻 R12和電容 C19串接于控 制端和輸出端，來壓制低頻（ 100Hz）紋波和提高輸出調整率，即靜態(tài)誤差。 四仿真驗證仿真電路由主電路、 控制電路、 反饋回路組成的整個系統(tǒng)進行了仿真， 如圖 4-1 所示。主電路主要由由 MOSFET 開關管、整流二極管、濾波電容、隔離變壓器和 RCD 吸收電路構成。控制電路采用 UC3845 峰值電流控制芯片。反饋電路采用 輸出電阻分

43、壓取樣， 經(jīng)過可調精密穩(wěn)壓器 TL431 和光電耦合器 PC817給到控制芯 片 2 腳 Vfb 。MOSFET 功率開關管的源極所接的電阻是電流取樣電阻，變壓器原邊電感 電流流經(jīng)該電阻產(chǎn)生的電壓經(jīng)濾波后送入 UC3845的腳 3，構成電流控制閉環(huán)， 當負載短路或過流時，達到保護的效果。由于 MOS管開通關斷時，有可能產(chǎn)生電流尖峰，并傳遞到 UC3845的 3 腳， 為防止 UC3845誤保護，并聯(lián)了一個 RC濾波電路。由于 MOS管開通關斷時， 有可能產(chǎn)生電流尖峰， 并傳遞到 UC3845的 3 腳，為防止 UC3845誤保護，并聯(lián)了一個 RC濾波電路。圖 4-1 整體電路圖當輸出電壓 Vo有變大趨勢時，經(jīng)兩電阻和分壓后接到 TL431 的