在本設(shè)計的軟件流程詳見系統(tǒng)框圖由于模塊很多所以在此...【精品-】

1、1. 在本設(shè)計的軟件流程詳見系統(tǒng)框圖。由于模塊很多所以在此不再一一介紹。下面是設(shè)計中的幾個主要模塊。其中分頻模塊，串并/并串模塊比較簡單，所以不再介紹。信道估計模塊的算法采用自己的LS算法。上變頻DDC由于邊頻很高，所以擬采用AD公司的ad9857，如果板子上沒有專用器件的話，則改成基于FPGA的DDC。下邊頻在FPGA中作。圖1 /4-DQPSK調(diào)制框圖圖2 /4-DQPSK解調(diào)框圖 圖3 8PSK調(diào)制框圖和頂層原理圖2 調(diào)制解調(diào)器的系統(tǒng)實現(xiàn)在現(xiàn)代數(shù)字通信系統(tǒng)中，F(xiàn)PGA的應(yīng)用相當(dāng)廣泛。尤其是在對基帶信號的處理和整個系統(tǒng)的控制中，F(xiàn)PGA不但能大大縮減電路的體積，提高電路的穩(wěn)定性，而且先進的

2、開發(fā)工具使整個系統(tǒng)的設(shè)計調(diào)試周期大大縮短。本系統(tǒng)的核心算法也都是在FPGA中實現(xiàn)的。在調(diào)制端，數(shù)據(jù)首先在FPGA中完成信道編碼（本系統(tǒng)中此工作也可在DSP中完成），然后有數(shù)據(jù)調(diào)制，分路，內(nèi)插和成形濾波，信號在AD9857中完成直接數(shù)字上變頻和數(shù)模轉(zhuǎn)換，經(jīng)過運放得到帶寬為200kHz的中頻信號。圖4 系統(tǒng)實現(xiàn)結(jié)構(gòu)示意圖在解調(diào)端，模擬信號通過A/D采樣器被搬移到低中頻，并轉(zhuǎn)化為數(shù)字信號，再由FPGA中設(shè)計的DDC將其下變頻至基帶。除此以外，收端FPGA還需要完成同步捕獲，數(shù)據(jù)解調(diào)和信道解碼，如果是相干解調(diào)還需要完成相干載波的恢復(fù)，最后輸出解調(diào)數(shù)據(jù)。2.1 成形濾波器設(shè)計信號的相位跳變是瞬時變化的，

3、瞬時變化的相位會使信號頻譜發(fā)生擴散，導(dǎo)致需要非常大的信道帶寬才能無失真地傳輸信號。為了把信號頻譜限制在一個比較合理的范圍內(nèi)，對基帶信號進行濾波是必不可少的。但是基帶濾波會使信號在時域上擴展，如果設(shè)計不好將在接收端引起嚴重的碼間干擾（ISI）。奈奎斯特第一準(zhǔn)則（第一無失真條件）告訴我們：如果信號經(jīng)傳輸后整個波形發(fā)生了變化，但只要其特定點的抽樣值保持不變，那么用再次抽樣的方法仍然可以準(zhǔn)確無誤的恢復(fù)原始信號。也就是說，只要把通信系統(tǒng)包括發(fā)射機、信道和接收機的整個響應(yīng)設(shè)計成在接收機端每個抽樣時刻只對當(dāng)前的符號有響應(yīng)，而對其他符號的響應(yīng)全等于0，那么ISI的影響便可消除。這是對奈奎斯特準(zhǔn)則的時域描述。滿

4、足奈奎斯特準(zhǔn)則的濾波器有許多種，最簡單的是理想低通濾波器。但是這種理想的濾波器是物理不可實現(xiàn)的，因為實際的濾波器不可能做到垂直截止，而且時域拖尾過長，運算時要求很高的精度且容易產(chǎn)生偏差。在實際通信系統(tǒng)中廣泛應(yīng)用的成形濾波器是升余弦濾波器，這是因為它具有以下的優(yōu)點：（1）可以消除理想低通濾波器設(shè)計的困難，有一平滑的過渡帶；（2）通過引入滾降系數(shù)，改變傳輸信號的成形波形，可以減小抽樣定時脈沖誤差所帶來的影響，即降低了碼間干擾（ISI）。升余弦濾波器的頻率響應(yīng)由下式?jīng)Q定： (2-1)其中，是滾降因子。是符號間隔，（是符號速率）。整個系統(tǒng)的絕對帶寬為 (2-2)該傳輸函數(shù)的時域響應(yīng)為 (2-3)由上式

5、可以計算出，升余弦滾降信號在前后抽樣處的串?dāng)_始終為零，因而滿足抽樣值無失真的充要條件。滾降系數(shù)愈小，傳輸頻帶愈小，但波形的起伏愈大，對接收端定時的要求增加。滾降系數(shù)愈大，雖然波形的起伏愈小，但傳輸頻帶就愈大。當(dāng)時，升余弦滾降信號變成了上面提到的理想低通濾波器，此時信號的頻帶最窄；當(dāng)時，升余弦滾降信號的頻帶最寬，為理想低通濾波器的2倍。所以，升余弦滾降濾波器是以頻帶的擴大來換取碼間干擾的減小?？紤]到接收波形的再生判決中還要再抽樣一次以得到無失真波形的抽樣值，而理想瞬時抽樣不可能實現(xiàn)，也就是抽樣時刻不可能完全沒有誤差，因此，為了減小抽樣定時脈沖誤差所帶來的影響，滾降系數(shù)不可能太小，通常要求。而在高

6、速數(shù)字傳輸系統(tǒng)中，還應(yīng)該考慮頻帶利用率，故滾降系數(shù)的范圍一般為。當(dāng)，階數(shù)N91，每個碼元采樣點數(shù)M8時，濾波器的沖激響應(yīng)和頻率響應(yīng)分別如圖5.1 a)，圖5.2 b)所示。 a) 升余弦濾波器的沖激響應(yīng) b) 升余弦濾波器的頻率響應(yīng)圖5 成形濾波器特性 a) 濾波前頻譜 b) 濾波后頻譜2.2 直接數(shù)字下變頻器根據(jù)Nyquist采樣定律可知，如果中頻頻率為36.864MHz時，采樣頻率必須超過73.728MHz，而一般情況采樣頻率為4倍載波頻率，即147.456MHz。如此高的采樣頻率對系統(tǒng)提出了很高的要求：高速采樣AD和很高的處理帶寬?？紤]本文系統(tǒng)的中頻信號是一個帶通信號，由Nyquist帶

7、通抽樣定理8可知，抽樣速率并不需要一定大于信號最高頻率的2倍，用較低的采樣速率也可以正確地反映帶通信號的特性。根據(jù)上面的分析，本文系統(tǒng)采用單AD的直接中頻帶通采樣方案。這不僅大大降低了系統(tǒng)的工作頻率和處理帶寬，還大大降低了系統(tǒng)的成本和復(fù)雜度。 圖6 直接數(shù)字下變頻器原理圖圖6中的FCW為頻率控制字，用于設(shè)定NCO所產(chǎn)生信號的頻率值，CLK為NCO的工作時鐘，AFC為自適應(yīng)頻率控制字，用于載波跟蹤，由后面要講述的鑒頻器產(chǎn)生，I、Q為經(jīng)過下變頻器后得到的正交和同相兩路信號，ROM為正余弦表，每張表暫存1024個樣本值。接收的模擬信號頻率為36.864MHz，首先進行AD采樣，采樣時鐘頻率為16.3

8、84MHz，AD采樣后頻譜被搬移到4.096MHz的低中頻處，再由FPGA中設(shè)計的直接數(shù)字下變頻器DDC將中心頻率搬至零頻。2.3 積分梳狀濾波器高分解速率濾波器的一種非常有效的結(jié)構(gòu)就是由Hogenauer引入的“級聯(lián)積分器梳狀(cascade integrator comb,CIC)”濾波器。CIC濾波器（也稱為Hogenauer濾波器）已經(jīng)被證明是在高速抽取或插值系統(tǒng)中非常有效的單元。主要應(yīng)用就是無線通信，其中包括以RF（Radio Frequency，射頻）或者IF（Intermediate Frequency，中頻）為采樣速率的信號需要降低到基帶。由于其不需要復(fù)雜的乘法運算，因此非常適

9、合于前端的高速濾波。本系統(tǒng)FPGA前端采樣速率為16.384MHz，128倍抽取。如果采用199階FIR濾波器，做一次卷積運算大概需要100次乘法運算，100次移位運算和99次加法運算，這將直接導(dǎo)致系統(tǒng)前端的負荷非常大，而且需要占用大量的邏輯資源。因此我們選擇更加有效的級聯(lián)積分梳狀結(jié)構(gòu)，即CIC濾波器。CIC 濾波器是一種基于零極點相抵消得FIR濾波器，它由積分和梳狀兩部分組成，其結(jié)構(gòu)原理如圖7所示。其表達式可以寫為下式： (2-4)其頻率響應(yīng)可以寫成下式： (2-5)其中N，R，M分別表示濾波器中積分和梳狀部分的級數(shù)，抽取率的大小以及差分延時的大小。CIC的性能指標(biāo)主要由旁瓣抑制A，阻帶衰減

10、，以及帶內(nèi)容差等參數(shù)指標(biāo)決定。它們與參數(shù)N，R，M的關(guān)系分別為 (2-6)其中b表示帶寬比例因子。圖7給出了一個三階CIC濾波器，該濾波器包括一個三階積分器和一個三階梳狀部分，并且采樣速率降低了R倍，即R倍抽取。高抽取速率濾波器的延遲數(shù)量D的典型值是1或2。設(shè)濾波器輸入字寬為M位，D = 2，即DR = 2R，需要的內(nèi)部字寬為，以保證不會產(chǎn)生運行時間溢出。 圖7 三級CIC濾波器，每級N位綜合考慮帶外衰減特性和帶內(nèi)容差問題，CIC濾波器的級聯(lián)數(shù)不宜過大，本系統(tǒng)中采用三級32倍抽取的CIC濾波器。圖3.17為FPGA中同相支路數(shù)據(jù)濾波前后的譜特性分析，濾波后的頻譜中不斷衰減的梳狀部分清晰可見。如

11、果CIC的級數(shù)過大，抽取倍數(shù)過多，通帶的衰減將會導(dǎo)致信號失真，這時我們需要對通帶進行補償。由于本系統(tǒng)中抽取倍數(shù)并不高，所以補償濾波器的設(shè)計這里不做過多討論。2.4 匹配相關(guān)器的同步捕獲數(shù)字匹配相關(guān)是偽隨機序列的一種快速捕獲方法，能大大縮小捕獲時間。在捕獲過程中，接收信號與本地序列連續(xù)地進行相關(guān)運算，每進行一次相關(guān)運算得到的相關(guān)結(jié)果都與一門限相比較。由于本地序列是靜止的，相關(guān)過程相當(dāng)于接收信號滑過本地序列，每來一個數(shù)據(jù)產(chǎn)生一個相關(guān)結(jié)果，當(dāng)滑到兩個序列的相位對齊時，必有一個很高的相關(guān)峰輸出，此時本地序列與接收信號同步。匹配濾波器的相關(guān)運算結(jié)果為 (2-7) 其中，為偽隨機碼，為偽隨機碼序列長度。相

12、關(guān)峰為 (2-8)本文系統(tǒng)采用仿真提出的能量檢測法，幀頭包含L位巴克碼，BPSK調(diào)制方式，而數(shù)據(jù)采用/4-DQPSK調(diào)制方式，同時實現(xiàn)位同步和幀同步。根據(jù)巴克碼序列的自相關(guān)特性，先對I、Q兩路分別做滑動相關(guān)，窗口長度為L，然后將相關(guān)的結(jié)果平方相加。簡單起見，實際系統(tǒng)中只抽取四路，主時鐘頻率為四倍符號速率，流水線設(shè)計。為方便描述，給出如下并行結(jié)構(gòu)圖：圖8 FPGA中同步捕獲實現(xiàn)框圖FPGA中匹配相關(guān)模塊時序?qū)?yīng)關(guān)系如圖8所示，其中Mag1，Mag2，Mag3，Mag4為四路相關(guān)峰信號，DET是位同步指示信號，它對應(yīng)著四路極大值中的最值。在實際系統(tǒng)中，我們將并行結(jié)構(gòu)改為更適合FPGA實現(xiàn)的流水線結(jié)

13、構(gòu)，它可以使程序更緊湊，占用更少的邏輯單元。經(jīng)過在FPGA中對這兩種方法的設(shè)計比較，發(fā)現(xiàn)流水線結(jié)構(gòu)大概可節(jié)省2/3的邏輯單元。上述的匹配相關(guān)器可同時實現(xiàn)突發(fā)檢測、位同步和幀同步，定時誤差最大為1/8碼片長度。2.5 頻偏估計和環(huán)路濾波在本方案的設(shè)計中，幀頭包括兩部分，L位的巴克碼和M位的訓(xùn)練序列，巴克碼序列用做位定時恢復(fù)，訓(xùn)練序列用來進行頻偏估計。為了簡化算法，巴克碼和訓(xùn)練序列均采用BPSK調(diào)制方式。頻率誤差信號的產(chǎn)生是通過比較前后碼元相位誤差而得到的，并由此產(chǎn)生頻率控制信號AFC，通過AFC對本地載波的不斷調(diào)整，從而使本地載波和接收信號載波達到同步，算法如下：假設(shè)I、Q兩路的第k個經(jīng)下變頻和

14、濾波后的輸出分別為Ik、Qk，則有： (2-9) (2-10)設(shè)接收到的第k個碼元為 (2-11) (2-12)其中為前后碼元調(diào)制相位差，對應(yīng)于BPSK其可能的相位取值分別為：和。為前后碼元的相位誤差，主要由接收信號和本地載波之間的頻率偏差引起的。當(dāng)準(zhǔn)確同步時，可近似為零，因此有 (2-13)其中，為的實部，為的虛部。 (2-14)經(jīng)過下式得到頻率誤差信息，正比于。 (2-15)環(huán)路濾波器完成對鑒頻器產(chǎn)生的頻率誤差信息進行濾波和修正下變頻器的載波同步，其原理框圖見圖9，傳輸函數(shù)為 (2-16)式中K1為直通放大系數(shù)，K2為環(huán)路積分系數(shù)。圖中的“Sign”表示求輸入的符號，“AFC_LF”為經(jīng)過

15、環(huán)路濾波后得到的AFC信息。圖9 頻偏估計和環(huán)路濾波原理框圖圖4 FPGA中同步捕獲實現(xiàn)框圖圖5 直接數(shù)字下變頻器原理圖圖6 頻偏估計和環(huán)路濾波原理框圖1. 在星型16QAM的內(nèi)環(huán)上8個相量的振幅為，外環(huán)上8個相量的振幅為。設(shè)在第k個碼元取樣時刻，接收信號的振幅值為，相位樣值為，則解調(diào)器需要根據(jù)和來判定信號振幅是否發(fā)生了很大變化，以便確定當(dāng)前碼元的第一個比特是否為“1”。其實這便是2DASK的解調(diào)。一種采用自適應(yīng)判決門限的判決方法如下【8】：如果 （1） 或 （2）其中，（和如圖4.7中所示） （3）則表明信號振幅已發(fā)生顯著變化，判決結(jié)果為“1”。如果式(1)和式(2)都不滿足，則判決結(jié)果為“

16、0”。通過此方法判決，我們可以得到16QAM碼元的第一個比特。在該判決方法中，判決門限取決于，而不是絕對門限值。如果在衰落信道中，相量的振幅發(fā)生變化，那么判決門限也隨之改變。由于星型16QAM碼元的剩余三個比特代表相位，為此判決算法類似于8DPSK解調(diào)，具體方法如下：假設(shè)沒有定時偏差和碼間干擾，第k個碼元判決處的同相和正交基帶分量分別記做,，相位分量記為，第k-1個碼元判決處的同相和正交基帶分量分別記做,，相位分量記為。根據(jù)點乘和叉乘運算的定義，可得： （4） 式中，表示當(dāng)前碼元的相位差。因為星型16QAM差分解調(diào)時相差有0，八種可能取值，首先通過（，）將組成的向量分別逆時針旋轉(zhuǎn)，角度，分別得

17、到旋轉(zhuǎn)后的相量的正弦值a，b，c，d為： （5） 然后，按照如下規(guī)則判決： (6)根據(jù)式（6），就可得到剩余三個比特信息。當(dāng)收發(fā)兩端存在固定頻差時對解調(diào)性能無明顯影響。但是當(dāng)存在相位漂移時，將會使誤碼率增加。6wWbB!hH)mM2sS7xXdD$iI-oO3tT9zYeE&kJ+pP5vUaA#gF*lL1qQ6wWbB!hH)mM2sS7xXdD$iI-oO3tT9zYeE&kJ+pP5v0qQ6wWbB!hH(mM2sR7xXdD$iI-oN3tT9yYeE&kJ+pP5uUaA#fF*lL0qQ6wWbB!hH(mM2sR7xXdD$iI-oN3tT9yYeE&kJ+pP5uUaA#f

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24、8xXdD%jI-oO4tT9zZeE&kK+pP5vVaA#gG*lL1rQ6wWcC!hH)nM2sS8xXdD%jI-oO4tT9zZeE&kK0pP5vVaA#gG*lL1rQ6wWcC!hH)nM2sS8xXdD%jYeE&kK+pP5vUaA#gF*lL1rQ6wWcB!hH)mM2sS8xXdD%iI-oO3tT9zZeE&kK+pP5vUaA#gF*lL1rQ6wWcB!hH)mM2sS8xXdD%iI-oO3tT9zZeE&kK+pPVaA#gG*lL1rQ6wWcB!hH)nM2sS8xXdD%iI-oO4tT9zZeE&kK+pP5vVaA#gG*lL1rQ6wWcC!h

25、H)nM2sS8xXdT9zYeE&kK+pP5vUaA#gF*lL1qQ6wWcB!hH)mM2sS7xXdD%iI-oO3tT9zYeE&kK+pP5vUaA#gF*lL1rQ6wWcB!hH)mM2sS7xXdD%iI-oO3tT9zYeE&kK+pP5vUaA#gF*lL1rQ6wWcB!hH)mM2sS7xF*lK0qQ6vVbB!gG(mM1rR7xXcC$iI)nN3tS8yYeE%jJ+pO4uUazZfF*lK0qQ6vVbB!gG(mM1rR7xXcC$iI)nN3tS8yYeE%jJ+pO4uUazZfF*lK0qQ6vVbB!gG(mM2rR7xXcC$iI)nN3tS

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