基于單片機控制直流電機調速系統畢業(yè)設計論文

1、廈門南洋職業(yè)學院畢業(yè)設計(論文)基于單片機控制直流電機調速系統設計學歷層次大專 教學院名稱機電工程學院專業(yè)名稱機電一體化技術學生姓名褚斌斌指導教師陳清泉 侯紅科機電工程學院 機電一體化技術 專業(yè) 2 班學生姓名（學號） 褚斌斌 10580201084 畢業(yè)設計（論文）時間：自 2012 年 12 月 11日至 2013 年 3 月 29 日答辯時間： 年 月 日 成績 指導教師： 摘 要近年來由于微型機的快速發(fā)展，國外交直流系統數字化已經達到實用階段。由于以微處理器為核心的數字控制系統硬件電路的標準化程度高，制作成本低，且不受器件溫度漂移的影響。其控制軟件能夠進行邏輯判斷和復雜運算，可以實現不

2、同于一般線性調節(jié)的最優(yōu)化、自適應、非線性、智能化等控制規(guī)律。所以微機數字控制系統在各個方面的性能都遠遠優(yōu)于模擬控制系統且應用越來越廣泛。本文介紹的是用一臺26kw的直流電動機，8051單片機構成的數字化直流調速系統。特點是用單片機取代模擬觸發(fā)器、電流調節(jié)器、速度調節(jié)器及邏輯切換等硬件設備。最后進行軟件編程、調試以及計算機仿真。實時控制結果表明，本數字化直流調速系統實現了電流和轉速雙閉環(huán)的恒速調節(jié)，并具有結構簡單，控制精度高，成本低，易推廣等特點，而且各項性能指標優(yōu)于模擬直流調速系統，從而能夠實際的應用到生產生活中，滿足現代化生產的需要。關鍵詞：單片機 雙閉環(huán) 直流調速系統 數字方式目錄第1章

3、緒論1第二章 方案論證.3第三章 直流調速控制系統.53.1單片機部分的組成.53.1.1時鐘電路.73.1.2復位電路.83.1.3存儲器.8 3.1.4外部中斷源.9 3.1.5定時器/計數器.113.2 單片機的擴展.123.2.1程序存儲器的擴展.133.2.2數據存儲器的擴展.143.2.38279可編程鍵盤/顯示器163.2.4模擬量與數字量的轉換.24 3.2.5采樣和保持.28第四章pid的控制算法.324.1pid控制規(guī)律及其基本作用.324.2控制算法的實現.33第五章直流調速系統的主電路設計.365.1直流電動機的調速方法.365.2整流電路.375.3觸發(fā)電路.38第六

4、章軟件設計427.2 系統仿真結果的輸出及結果分析49第七章系統的抗干擾技術46第八章直流調速系統的保護49總結.51辭謝.53參考文獻.第2章 系統方案選擇和總體結構設計2.1調速方案的選擇2.1.1系統控制對象的確定本次設計選用的電動機型號z2-32型，額定功率1.1kw，額定電壓230v，額定電流6.58a,額定轉速1000r/min, 勵磁電壓220v,運轉方式連續(xù)。2.1.2電動機供電方案的選擇變壓器調速是直流調速系統用的主要方法，調節(jié)電樞供電電壓所需的可控制電源通常有3種：旋轉電流機組，靜止可控整流器，直流斬波器和脈寬調制變換器。旋轉變流機組簡稱g-m系統，適用于調速要求不高，要求

5、可逆運行的系統，但其設備多、體積大、費用高、效率低、維護不便。靜止可控整流器又稱v-m系統，通過調節(jié)觸發(fā)裝置gt的控制電壓來移動觸發(fā)脈沖的相位，即可改變ud，從而實現平滑調速，且控制作用快速性能好，提高系統動態(tài)性能。直流斬波器和脈寬調制交換器采用pwm受器件各量限制，適用于中、小功率的系統。根據本此設計的技術要求和特點選v-m系統。在v-m系統中，調節(jié)器給定電壓，即可移動觸發(fā)裝置gt輸出脈沖的相位，從而方便的改變整流器的輸出，瞬時電壓ud。由于要求直流電壓脈動較小，故采用三相整流電路?？紤]使電路簡單、經濟且滿足性能要求，選擇晶閘管三相全控橋交流器供電方案。因三相橋式全控整流電壓的脈動頻率比三相

6、半波高，因而所需的平波電抗器的電感量可相應減少約一半，這是三相橋式整流電路的一大優(yōu)點。并且晶閘管可控整流裝置無噪聲、無磨損、響應快、體積小、重量輕、投資省。而且工作可靠，能耗小，效率高。同時，由于電機的容量較大，又要求電流的脈動小。綜上選晶閘管三相全控橋整流電路供電方案。2.2總體結構設計2.2.1系統結構選擇若采用轉速負反饋和pi調節(jié)器的單閉環(huán)調速系統雖然可以在保證系統穩(wěn)定的條件下實現轉速無靜差，不過當對系統的動態(tài)性能要求較高，例如要求快速起制動，突加負載動態(tài)速降小等等，單閉環(huán)系統難以滿足要求，因為在單閉環(huán)系統中不能完全按照需要來控制動態(tài)過程的電流或轉矩，在單閉環(huán)調速系統中，只有電流截止負反

7、饋環(huán)節(jié)是專門用來控制電流的，但它只是在超過臨界電流值以后，靠強烈的負反饋作用限制電流的沖擊，并不能很理想地控制電流的動態(tài)波形，當電流從最大值降低下來以后，電機轉矩也隨之減少，因而加速過程必然拖長。若采用雙閉環(huán)調速系統，則可以近似在電機最大電流（轉矩）受限的條件下，充分利用電機的允許過載能力，使電力拖動系統盡可能用最大的加速度起動，到達穩(wěn)態(tài)轉速后，又可以讓電流迅速降低下來，使轉矩馬上與負載相平衡，從而轉入穩(wěn)態(tài)運行，此時起動電流近似呈方形波，而轉速近似是線性增長的，這是在最大電流（轉矩）受到限制的條件下調速系統所能得到的最快的起動過程。采用轉速電流雙閉環(huán)調速系統，在系統中設置了兩個調節(jié)器，分別調節(jié)

8、轉速和電流，二者之間實行串級聯接，這樣就可以實現在起動過程中只有電流負反饋，而它和轉速負反饋不同時加到一個調節(jié)器的輸入端，到達穩(wěn)態(tài)轉速后，只靠轉速負反饋，不靠電流負反饋發(fā)揮主要的作用，這樣就能夠獲得良好的靜、動態(tài)性能。與帶電流截止負反饋的單閉環(huán)系統相比，雙閉環(huán)調速系統的靜特性在負載電流小于idm時表現為轉速無靜差，這時，轉速負反饋起主調作用，系統表現為電流無靜差。得到過電流的自動保護。顯然靜特性優(yōu)于單閉環(huán)系統。在動態(tài)性能方面，雙閉環(huán)系統在起動和升速過程中表現出很快的動態(tài)跟隨性，在動態(tài)抗擾性能上，表現在具有較強的抗負載擾動，抗電網電壓擾動。綜上所述，本系統用一臺單片機及外部擴展設備代替原模擬系統

9、中速度調節(jié)器、電流調節(jié)器、觸發(fā)器、邏輯切換單元、電壓記憶環(huán)節(jié)、鎖零單元和電流自適應調節(jié)器等，從而使直流調速系統實現全數字化。其硬件結構如圖2-1所示。圖2-1 單片機控制的直流調速系統結構圖2.2.2系統的工作原理在此單片機控制的直流調速系統中，速度給定、速度反饋和電流反饋信號是通過模擬光電隔離器、a/d轉換器送入計算機，計算機按照已定的控制算法計算產生雙脈沖，經并行口、數字光電隔離器、功率放大器送到晶閘管的控制級，以控制晶閘管輸出整流電壓的大小，平穩(wěn)的調節(jié)電動機的速度。晶閘管正反組切換由數字邏輯切換單元來完成。第3章 主電路設計與參數計算電動機的額定電壓為230v，為保證供電質量，應采用三相

10、減壓變壓器將電源電壓降低；為避免三次諧波電動勢的不良影響，三次諧波電流對電源的干擾，主變壓器采用d/y聯結。3.1整流變壓器的設計3.1.1變壓器二次側電壓u2的計算u2是一個重要的參數，選擇過低就會無法保證輸出額定電壓。選擇過大又會造成延遲角加大，功率因數變壞，整流元件的耐壓升高，增加了裝置的成本。一般可按下式計算，即：式中udmax -整流電路輸出電壓最大值；nut -主電路電流回路n個晶閘管正向壓降；c - 線路接線方式系數；usk -變壓器的短路比，對10100kva，usk =0.050.1；i2/i2n-變壓器二次實際工作電流與額定之比，應取最大值。在要求不高場合或近似估算時，可用

11、下式計算，即：式中a-理想情況下，=0時整流電壓ud0與二次電壓u2之比，即a=ud0/u2；b-延遲角為時輸出電壓ud與ud0之比，即b=ud/ud0；電網波動系數；11.2考慮各種因數的安全系數；根據設計要求，采用公式：由表查得 a=2.34；取=0.9；角考慮10裕量，則 b=cos=0.985取u2=120v。電壓比k=u1/u2=380/120=3.17。3.1.2 一次、二次相電流i1、i2的計算由表查得 ki1=0.816, ki2=0.816考慮變壓器勵磁電流得：3.1.3變壓器容量的計算s1=m1u1i1；s2=m2u2i2；s=1/2(s1+s2)；式中m1、m2 -一次側

12、與二次側繞組的相數；由表查得m1=3，m2=3s1=m1u1i1=33801.69=1.9266 kvas2=m2u2i2=31205.37=1.9332 kvas=1/2(s1+s2)=1/2（1.9266+1.9332）=1.9299 kva3.2晶閘管元件的選擇3.2.1晶閘管的額定電壓晶閘管實際承受的最大峰值電壓utm，乘以（23）倍的安全裕量，參照標準電壓等級，即可確定晶閘管的額定電壓utn，即utn=（23）utm整流電路形式為三相全控橋，查表得，則取3.2.2晶閘管的額定電流選擇晶閘管額定電流的原則是必須使管子允許通過的額定電流有效值大于實際流過管子電流最大有效值，即 =1.57

13、 或 =k考慮（1.52）倍的裕量=（1.52）k式中k=/（1.57）-電流計算系數。此外，還需注意以下幾點：當周圍環(huán)境溫度超過+40時，應降低元件的額定電流值。當元件的冷卻條件低于標準要求時，也應降低元件的額定電流值。關鍵、重大設備，電流裕量可適當選大些。由表查得 k=0.368，考慮1.52倍的裕量 取。故選晶閘管的型號為。3.3直流調速系統的保護晶閘管有換相方便，無噪音的優(yōu)點。設計晶閘管電路除了正確的選擇晶閘管的額定電壓、額定電流等參數外，還必須采取必要的過電壓、過電流保護措施。正確的保護是晶閘管裝置能否可靠地正常運行的關鍵。3.3.1過電壓保護以過電壓保護的部位來分，有交流側過壓保護

14、、直流側過電壓保護和器件兩端的過電壓保護三種。1）交流側過電壓保護錯誤！未找到引用源。error! no bookmark name given. 阻容保護 即在變壓器二次側并聯電阻r和電容c進行保護。對于三相電路，和的值可按下表換算。變壓器接法單相三相、二次聯結三相二次聯結阻容裝置接法與變壓器二次側并聯y聯結d聯結y聯結d聯結電容1/3c3cc電阻3r1/3rr本系統采用d-y連接。s=1.9299kva， u2=120v iem取值：當 s=110kva時，對應的iem=41，所以iem取3。c6iems/u22=6334103/1202=14.17f耐壓1.5um=1.5120=254.

15、6v選取20f的鋁電解電容器。 選取：s=110kva，=15，所以=3r2.3 u22/s=2.31202/1.9299103=9.37ic=2fcuc10-6=2504010-612010-6=1.510-6apr(3-4)ic2r=(3-4) （1.510-6）29.37=（6.33-8.43）10-13w選取電阻為zb1-10的電阻。錯誤！未找到引用源。 壓敏電阻的計算u1ma=1.3u=1.3120=220.6v流通量取5kva。選my31-220/5型壓敏電阻。允許偏差+10（242v）。2）直流側過電壓保護直流側保護可采用與交流側保護相同保護相同的方法，可采用阻容保護和壓敏電阻保

16、護。但采用阻容保護易影響系統的快速性，并且會造成加大。因此，一般不采用阻容保護，而只用壓敏電阻作過電壓保護。u1ma=（1.8-2.2）udc=(1.8-2.2) 230=414-460v選my31-440/5型壓敏電阻。允許偏差+10（484v）。3）閘管及整流二極管兩端的過電壓保護 查下表：阻容保護的數值一般根據經驗選定晶閘管額定電流/a1020501002005001000電容/f0.10.150.20.250.512電阻/1008040201052抑制晶閘管關斷過電壓一般采用在晶閘管兩端并聯阻容保護電路方法。電容耐壓可選加在晶閘管兩端工作電壓峰值的1.11.15倍。得 c=0.1f，r

17、=100。選r為0.2f的czjd-2型金屬化紙介質電容器。pr=fcum210-6=500.210-6(120)210-6=0.4510-6w選r為20普通金屬膜電阻器，rj-0.5。3.3.2 電流保護快速熔斷器的斷流時間短，保護性能較好，是目前應用最普遍的保護措施?？焖偃蹟嗥骺梢园惭b在直流側、交流側和直接與晶閘管串聯。1） 交流側快速熔斷器的選擇i2=5.37a 選取rls-10快速熔斷器，熔體額定電流6a。2） 晶閘管串連的快速熔斷器的選擇i=i2=5.37a，it=3.11a選取rls-10快速熔斷器，熔體額定電流4a。3）電壓和電流上升率的限制電壓上升率：正相電壓上升率較大時，會使

18、晶閘管誤導通。因此作用于晶閘管的正相電壓上升率應有一定的限制。造成電壓上升率過大的原因一般有兩點：由電網侵入的過電壓；由于晶閘管換相時相當于線電壓短路，換相結束后線電壓有升高，每一次換相都可能造成過大。限制過大可在電源輸入端串聯電感和在晶閘管每個橋臂上串聯電感，利用電感的濾波特性，使降低。電流上升率：導通時電流上升率太大，則可能引起門極附近過熱，造成晶閘管損壞。因此對晶閘管的電流上升率必須有所限制。產生過大的原因，一般有：晶閘管導通時，與晶閘管并聯的阻容保護中的電容突然向晶閘管放電；交流電源通過晶閘管向直流側保護電容充電；直流側負載突然短路等等。限制，除在阻容保護中選擇合適的電阻外，也可采用與

19、限制相同的措施，即在每個橋臂上串聯一個電感。限制和的電感，可采用空心電抗器，要求l（2030）h；也可采用鐵心電抗器，l值可偏大些。在容量較小系統中，也可把接晶閘管的導線繞上一定圈數，或在導線上套上一個或幾個磁環(huán)來代替橋臂電抗器。所以為了防止和，每個橋臂上串聯一個30h的電感。3.3.3平波電抗器的計算為了使直流負載得到平滑的直流電流，通常在整流輸出電路中串入帶有氣隙的鐵心電抗器，稱平波電抗器。其主要參數有流過電抗器的電流一般是已知的，因此電抗器參數計算主要是電感量的計算。1）算出電流連續(xù)的臨界電感量可用下式計算，單位mh。式中 與整流電路形式有關的系數，可由表查得；最小負載電流，常取電動機額

20、定電流的510計算。根據本電路形式查得=0.695所以=7.38mh2）限制輸出電流脈動的電感量由于晶閘管整流裝置的輸出電壓是脈動的，因此輸出電流波形也是脈動的。該脈動電流可以看成一個恒定直流分量和一個交流分量組成。通常負載需要的只是直流分量，對電動機負載來說，過大的交流分量會使電動機換向惡化和鐵耗增加，引起過熱。因此，應在直流側串入平波電抗器，用來限制輸出電流的脈動量。平波電抗器的臨界電感量（單位為m）可用下式計算式中系數，與整流電路形式有關，電流最大允許脈動系數，通常單相電路20，三相電路（510）。根據本電路形式查得=1.045所以=11.09mh3）電動機電感量和變壓器漏電感量電動機電

21、感量（單位為mh）可按下式計算式中 、n直流電動機電壓、電流和轉速，常用額定值代入；p電動機的磁極對數；計算系數。一般無補償電動機取812，快速無補償電動機取68，有補償電動機取56。本設計中取=8、=230v、=6.58a、n=1000r/min、p=1=5.6mh變壓器漏電感量（單位為mh）可按下式計算式中計算系數，查表可得變壓器的短路比，一般取510。本設計中取=3.9、=6所以=0.248mh4）實際串入電抗器的電感量考慮輸出電流連續(xù)時的實際電感量：在三相橋式電路中取，其余電路可取。=7.38（5.6+20.248）=1.324mh考慮限制電流脈動時的實際電感量：本電路=11.09（5

22、.6+20.248）=5.034 mh如上述條件均需滿足時，應取和中較大者作為串入平波電抗器的電感值，所以本電路選取=6 mh作為平波電抗器的電感值?？赡嫦到y中限制環(huán)流電抗器（又稱均衡電抗器），電感量（單位為mh）的計算公式為：式中計算系數，一般??；=0.695要求的環(huán)流值，通常取（310）（為直流電動機電樞電流）。=14.76 mh實際所需的均衡電感量為：如果均衡電流經過變壓器兩相繞組，計算時，應代入2。=14.760.2482=14.03 mh一般說來，均衡電抗器和平波電抗器分設的方案比較經濟，故采用較為普遍。3.4勵磁電路元件的選擇整流二極管耐壓與主電路晶閘管相同，故取700v。額定電流

23、可查得k=0.367，id(av)=(1.52)k ii =(1.52)*0.367*1.2a=0.66-0.88a可選用zp型3a、700v的二極管。rpl 為與電動機配套的磁場變阻器，用來調節(jié)勵磁電流。為實現弱磁保護，在磁場回路中串入了欠電流繼電器ka ，動作電流通過rpi 調整。根據額定勵磁電流iex =1.2a，可選用吸引線圈電流為2.5a的jl14-11zq直流欠電流繼電器。3.5主電路及保護電路原理圖圖3-1 主電路及保護電路原理圖第4章 控制電路與單片機系統設計4.1 晶閘管觸發(fā)控制電路設計4.1.1 晶閘管觸發(fā)方法晶閘管三相全控橋式整流電路簡圖如圖4-1所示。 圖4-1 三相全

24、控橋式整流電路 圖4-2 三相電壓曲線三相全控橋式整流電路共有六個晶閘管，它們分為共陰極和共陽極兩組。在觸發(fā)時，采用雙脈沖觸發(fā)方式，每次兩組各有一個晶閘管導通。六個晶閘管的導通順序為scr1、scr2、scr3、scr4、scr5、scr6，如圖4-2所示。相電壓曲線的交點t1t6,就是晶閘管scr1scr6的控制角起點。取線電壓uac從負半波的過零點g（t1）作為同步基準點，則應觸發(fā)導通的第一對晶閘管為scr1 、scr6，根據波形圖可分析出各晶閘管的觸發(fā)時刻（對應于控制角=00）及觸發(fā)順序如圖4-3所示。圖4-3 晶閘管觸發(fā)時刻(=00)及觸發(fā)順序單片機在觸發(fā)晶閘管時,根據電流控制器的輸出

25、控制值uk，以同步基準點位參考點，算出晶閘管控制角的大小，再通過定時器按控制角的大小以及觸發(fā)順序，準確地向各個晶閘管發(fā)出觸發(fā)脈沖。在控制觸發(fā)時，有兩種觸發(fā)方法：絕對觸發(fā)方法和相對觸發(fā)方法。所謂絕對觸發(fā)方法就是指觸發(fā)脈沖形成的時刻都直接取決于基準時刻點。對三相全控橋式整流電路，在交流電的一個周期內需要6個（或者3個）基準點。相對觸發(fā)方式是以前一觸發(fā)脈沖為基準來確定后一觸發(fā)脈沖時刻，它用加長或縮短相鄰兩次觸發(fā)脈沖之間的間距來改變控制角，在穩(wěn)態(tài)時，這個間距等于600，控制角改變時，該間距應相應改變。但由于電網頻率的波動以及計算機定時器的誤差，會使控制角偏離要求值。因此，在相對觸發(fā)方式時，應在一個周期

26、內用同步脈沖信號進行一次校正，以避免誤差的積累。對于單相電路，均使用絕對觸發(fā)方式。在三相全控橋式整流電路中，一般則常使用相對觸發(fā)方式。綜上本次設計使用相對觸發(fā)的觸發(fā)控制方法。4.1.2 控制算法設相鄰控硅之間觸發(fā)脈沖間距角為。在穩(wěn)定情況下，=600。當由k-1變?yōu)閗時，應有：=k-k-1+600在控制時，一般均使用單片機的定時器來完成觸發(fā)脈沖輸出。這樣，須把角度轉換成時間值。交流電的一個周期（對頻率為50hz為20ms）對應于3600，故600對應于10/3 ms。觸發(fā)間距時間t可表示為： t=tk-tk-1+t60 （4-1）為了避免觸發(fā)錯誤，必須加入同步校正。每隔3600來一個同步脈沖（取

27、自線電壓uac的過零點），以此為基準點，校正觸發(fā)第一對晶閘管scr1.6的控制角。這可采用在每個周期用定時器計數同步脈沖發(fā)生時刻與實際同步脈沖發(fā)生時刻之差te，然后在計算第一對晶閘管的控制時刻時，按以下公式進行計算：t=tk-tk-1+t60+te （4-2）4.1.3 控制角的計算三相全控橋式整流電路輸出電壓ud與控制角有以下關系:ud=2.34ecos (4-3)其中e為電源相電壓有效值。對于數字調節(jié)器，要求對象為線性系統。而根據式（4-3）可知，如果控制角與控制輸出uk為線性關系，則輸出電壓ud與控制輸出uk之間為非線性關系（余弦關系），這是我們所不希望的。如要求觸發(fā)整流環(huán)節(jié)為一個放大系

28、數為ks的線性環(huán)節(jié)，則有：ud=2.34ecos=ksuk即有cos= ksuk/2.34e=udmaxuk/ukmax2.34e =2.34ecosminuk/ ukmax2.34e=cosminuk/ ukmax=uk=arcos(uk) (4-4)式中，=cosmin/ ukmax是一個與最小控制角min和最大控制輸出ukmax有關系的常數。式(4-4)即是與uk的關系式。由它可算出對應于某一uk值的值。由于一般均用時間值來表示，所以還需要對轉換成時間值t。對于50hz的交流電而言，控制角對應的時間為：t=*106/360*50 （s） (4-5)為了加快計算速度，可采用查表法或插值查表

29、法來按uk值計算t值。4.1.4 脈沖分配表在觸發(fā)六個晶閘管時，要按照圖4-3的順序，依次發(fā)出控制信號。為了方便起見，可建立一個脈沖分配表，如表4-1，它放于程序存儲器中。每當觸發(fā)時間到，按指針從表中取出一個數據從單片機的i/o口輸出，經光電隔離去觸發(fā)晶閘管。表4-1 脈沖分配表（0有效）單元地址數據（由i/o口輸出）被觸發(fā)晶閘管mm+1m+2m+3m+4m+5x x 0 1 1 1 1 0x x 1 1 1 1 0 0x x 1 1 1 0 0 1x x 1 1 0 0 1 1x x 1 0 0 1 1 1x x 0 0 1 1 1 1scr6,1scr1,2scr2,3scr3,4scr4

30、,5scr5,64.2 單片機系統設計雙閉環(huán)數字直流調速控制系統得采樣周期比較快，計算和控制任務也比較繁忙，因此需要使用高性能的單片機。對于用于軋機傳動等要求響應快、精度高的調速系統，一般需要使用16位的單片機，如inter的mcs-96或者motorola的m68hc16等。它們能在幾微秒內完成16位加法和乘法，并且有10位a/d轉換器、16位高性能多功能定時器系統，可完成調速系統所需的數據采集、數據計算、控制輸出等功能。對于快速性和控制精度要求較低的調速系統，可選用高性能8位單片機，如inter的mcs-51或者motorola的m68hc05、m68hc11，其中后者有16位運算功能，并

31、有片內8位高速a/d和16位多功能定時器系統，還有watchdog等各種其他外用功能，非常適合于調速控制系統。綜上，本系統采用inter的mcs-51中的80c31單片機。4.2.1 80c31單片機簡介80c31單片機屬于基本型的51系列單片機，它采用hmos工藝，片內集成有8位cpu；片內駐留128字節(jié)的ram以及21個特殊功能寄存器；片內還包括兩個16位定時器/計數器、一個全雙工串行i/o口（uart）、32條i/o線、5個中斷源和兩級中斷，尋址能力達128k字節(jié)（其中程序存儲器rom和數據存儲器ram各64k字節(jié)）。指令系統中設置了乘、除運算指令、數據查找指令和位處理指令等。主時鐘頻率

32、為12mhz，大部分指令周期只需1s，乘除指令也僅需4s。4.2.2 單片機系統基本結構80c31外接27128eprom作為16k程序存儲器，存放全部控制軟件。用兩片74ls374和四個pnp中功率三極管以動態(tài)掃描方式驅動四位led數字，以顯示轉速、設定速度、電流等數據，兩片74ls374采用線選法與80c31接口，地址分別為0dfffh和0bfffh。在80c31的p3口上外接三個按鍵，一個為啟動/停止鍵，用于啟動或停止電機運轉；另兩個為顯示選擇鍵，一個用于控制顯示速度設定值，另一個用于控制顯示電流值，不按這兩個鍵時，顯示實際電機轉速。另外利用一片74ls374的多余輸出線，外接兩個led

33、發(fā)光管，一個用于顯示工作正常與否，它每隔1秒閃亮一次；另一個用于顯示是否處于運行狀態(tài)。使用80c31的雙閉環(huán)數字直流調速控制系統的硬件電路圖見附頁1所示。4.2.3 電流測量和速度給定值輸入本系統使用adc0808 8路8位a/d轉換器，它的地址為7fffh。寫入該地址，啟動a/d轉換器，通道地址由a2、a1、a0決定。a/d轉換完成，產生eoc脈沖和中斷。這時，mcu可讀入轉換結果。圖4-4 電流測量框圖如圖4-4所示，交流電流通過電流互感器變成05v電壓信號，經整流和濾波后加到adc0808的in0上。速度給定采用電位器輸入，它加到in1上。在調整速度給定值時，可按下速度給定顯示鍵。這時，

34、四位led上將顯示對應于電位器輸入的速度給定值，可調整電位器至顯示值為所需的給定值。對于需要較高精度的調速控制系統，可采用10位或者更高分辨率的a/d轉換芯片。但這時，一方面成本將較高，另一方面計算將大大復雜，因為必須采用16位計算，所以在選型時應該多方面考慮。4.2.4 速度測量速度檢測有模擬和數字兩種檢測方法。模擬測速一般采用測速發(fā)電機，其輸出電壓不僅表示了轉速的大小，還包含了轉速的方向，在調速系統中，轉速的方向也是不可缺少的。不過模擬測速方法的精度不夠高，在低速時更為嚴重。對于要求精度高、調速范圍大的系統，往往需要采用旋轉編碼器測速，即數字測速。光電式旋轉編碼器是轉速或轉角的檢測元件，旋

35、轉編碼器與電動機相連，當電動機轉動時，帶動碼盤旋轉，便發(fā)出轉速或轉角信號。旋轉編碼器可分為絕對式和增量式兩種。絕對式編碼器在碼盤上分層刻上表示角度的二進制數碼或循環(huán)碼，通過接受器將該數碼送入計算機。絕對式編碼器常用于檢測轉角，若需得到轉速信號，必須對轉角進行微分處理。增量式編碼器在碼盤上均勻地刻制一定數量的光柵，如圖4-5所示，當電動機旋轉時，碼盤隨之一起轉動。通過光柵的作用，持續(xù)不斷地開發(fā)或封閉光通路，因此，在接收裝置的輸出端便得到頻率與轉速成正比的方波脈沖序列，從而可以計算轉速。圖4-5 增量式旋轉編碼器示意圖上述脈沖序列正確地反映了轉速的高低，但不能鑒別轉向。為了獲得轉速的方向，可增加一

36、對發(fā)光與接收裝置，使兩對發(fā)光與接收裝置錯開光柵節(jié)距的1/4，則兩組脈沖序列a和b的相位相差900，如圖4-6所示。正轉時a相超前b相；反轉時b相超前a相。采用簡單的鑒相電路就可以分辨出方向。圖4-6 區(qū)分旋轉方向的a、b兩組脈沖序列 若碼盤的光柵數為n，則轉速分辨率為1/n，常用得旋轉編碼器光柵數有1024、2048、4096等。采用倍率電路可以有效地提高轉速分辨率，而不增加旋轉編碼器的光柵數，一般多采用四倍頻電路。采用旋轉編碼器的數字測速方法有三種：m法、t法和m/t法。1：m法測速。在一定的時間tc內測取旋轉編碼器輸出的脈沖個數m1，用以計算這段時間內的平均轉速，稱作m法測速。把m1除以t

37、c就得到了旋轉編碼器輸出脈沖的頻率f1=m1/tc,所以又稱頻率法。電動機每轉一圈共產生z個脈沖（z=倍頻系數編碼光柵數），把f1除以z就得到電動機的轉速。在習慣上，時間tc以秒為單位，而轉速是以每分鐘的轉數r/min為單位，則電動機的轉速為在上式中,z和tc均為常值,因此轉速n正比于脈沖個數m1。高速時m1大，量化誤差較小，隨著轉速的降低誤差增大，轉速過低時m1將小于1，測速裝置便不能正常工作。所以m法測速只適用于高速段。2：t法測速。在編碼器兩個相鄰輸出脈沖的間隔時間內，用一個計數器對已知頻率為f0的高頻時鐘脈沖進行計數，并由此來計算轉速，稱為t法測速。在這里，測速時間緣于編碼器輸出脈沖的

38、周期，所以又稱周期法。在t法測速中，準確的測速時間tt是用所得的高頻時鐘脈沖個數m2計算出來的，即tt=m2/f0，則電動機轉速為高速時m2小，量化誤差大，隨著轉速的降低誤差減小，所以t法測速適用于低速段。3：m/t法測速把m法和t法結合起來，既檢測tc時間內旋轉編碼器輸出的脈沖個數m1，有檢測同一時間間隔的高頻時鐘脈沖個數m2，用來計算轉速，稱作m/t法測速。設高頻時鐘脈沖的頻率為f0，則準確的測速時間tt=m2/f0，而電動機轉速為采用m/t法測速時，應保證高頻時鐘脈沖計數器與旋轉編碼器輸出脈沖計數器同時開啟與關閉，以減少誤差，只有等到編碼器輸出脈沖前沿到達時，兩個計數器才同時允許開始或者

39、停止計數。由于m/t法的計數值m1和m2都隨著轉速的變化而變化，高速時，相當于m法測速，最低速時，m1=1，自動進入t法測速。因此，m/t法測速能適應的轉速范圍明顯大于前兩種，是目前廣泛應用的一種測速方法。綜上所述，本系統的速度測量采用數字m/t法測速。其中利用t1作為定時器，計時tc時間產生中斷，旋轉編碼器輸出的脈沖個數m1由p1.6口檢測，同一時間間隔的高頻時鐘脈沖個數m2由p1.7口檢測，最后由轉速中斷程序完成轉速的測量等等。4.2.5 晶閘管控制晶閘管觸發(fā)采用80c31的定時器t0實現。每次把t的補碼寫入t0中，在t0溢出時，轉到t0中斷處理程序，按脈沖分配表從p1口（p1.0p1.5

40、）輸出晶閘管觸發(fā)脈沖。然后延時50s，置位p1.0p1.5，從而輸出寬度為50s的觸發(fā)脈沖。該觸發(fā)脈沖經cd4049提高驅動電流（cd4049是一個驅動功能的反相器），再經過til117光隔離，從lm386低頻功率放大器得到最后的輸出脈沖，這樣可以提高輸出脈沖上升沿陡度，最后此脈沖去觸發(fā)對應的晶閘管。這里由于80c31的p1口在復位后初態(tài)為1，故采用0為有效輸出位，以保證初態(tài)時晶閘管處于截止狀態(tài)。同步校正由80c31的定時器t0和外部中斷實現。此同步電路是由lm339構成的過零比較器電路和一個光電耦合器及一個反相器組成的。交流電源線電壓vac經變壓器變壓，穩(wěn)壓管削波后輸入比較器lm339，比較

41、器輸出再經過光電隔離及反相后產生一個與vac同相位的方波信號，輸出的方波信號加到上，它置為調變觸發(fā)方式。第5章 調節(jié)器的設計5.1 對象的數學模型單片機控制直流調速系統結構如圖5-1所示。圖5-1 單片機控制直流調速系統結構其中ugn為速度給定，ugi為電流給定，ufn為速度反饋，ugi為電流反饋，uk為觸發(fā)器輸入信號，e為電動機反電勢，udo為晶閘管整流電壓，id為主回路電流。原始數據：直流電動機d的銘牌數據：型號z2-32型，額定功率1.1kw，額定電壓220v，額定電流6.58a,額定轉速1000r/min, 勵磁電壓220v,運轉方式連續(xù)。參數實測數據為:電動機電樞電阻: rd=4.9

42、2電動機電樞電感: ld=0.048h電抗器電阻: rp=1.88電抗器電感: lp=0.0313h整流變壓器直流電阻: rt=0.18整流變壓器電感: lt=0.017h單片機控制直流調速系統被控對象是直流電動機,由圖5-1可知: udo - e= idr+ldiddt = r(id+tddiddt) (5-1)對式（5-1）取拉式變換得 id(s) 1/r udo(s) e(s) tds+1 (5-2)其中, r= rd+2 rt +rp +rr, rr為晶閘管重疊角等效電阻。 r、l、td的數值依次為 r=4.92+20.18+1.88+1.6=8.76l= ld+2lt+lp =0.0

43、48h+0.0313h+20.017h =0.11htd= l/ r=0.11h/8.76=0.013s直流電動機軸上的力矩方程為 m - mfz = cid - cifz = （gd2 / 375）（dn/dt） (5-3)id - ifz = （gd2 / 375 c）（dn/dt） = tmde/ rdt (5-4) 對式(5-4) 取拉式變換得 e(s) r（ id - if）(s) tm s (5-5)n = e/ce (5-6)其中，m為電動機電磁力矩；mfz為電動機軸上的負載力矩；ifz為電動機負載電流；n為電動機轉速；c為電動機轉矩常數；ce為電動機電勢常數；gd2為拖動系統整

44、個運動部分折算到電動機軸上的飛輪慣量；tm=（gd2 r）/（375cce）為拖動系統機電時間常數。由式(5-2)、(5-5)和(5-6)可以作出電動機結構框圖，如圖5-2所示。 ifzudo 1/rid r e 1 + tds+1 tm s cen -圖5-2 電動機結構圖由圖5-2可以立即得到電動機數學模型： （5-7）5.2 電流調節(jié)器的設計及采樣周期的選擇確定了被控對象電動機的數學模型,很容易作出電流環(huán)結構框圖,如圖5-3所示 。 圖5-3 電流環(huán)結構圖由于突加給定階躍后，速度調節(jié)器輸出馬上達到飽和限幅值，電流環(huán)投入工作使電機電樞電流很快上升，相對電流來說，速度變化很緩慢。因此，可以認

45、為反電勢對電流產生的影響很小，令e=0，則圖5-3通過結構圖變換，簡化為圖 5-4。圖5-4 簡化的電流環(huán)結構圖5.2.1電流調節(jié)器的設計（1） 閘管傳遞函數一般三相橋式電路晶閘管最大失控時間在00.0033s之間隨機分布,取其平均值,即t scr=0.0017s。本系統電流調節(jié)器最大輸出電壓ukm=2.54v,晶閘管最大輸出整流電壓為udo = 245.34v則kscr=96.59所以晶閘管傳遞函數為 （5-8）（2） 電流反饋傳遞函數電流反饋回路由交流互感器經三相橋式整流及t型濾波構成,一 般時間常數在12ms之間。取tlf = 0.0016s。電動機最大起動電流為11.3a,而速度調節(jié)器

46、輸出限幅為2.4v,則klf = 2.4v/11.33a = 0.212v/a,其傳遞函數為 （5-9）注意到t scr和tlf都很小，可以把他看成是小慣性群，即t=t scr+tlf = 0.0017s + 0.0016s = 0.0033 (s)。這樣晶閘管傳遞函數和電流反饋傳遞函數可并為一慣性環(huán)節(jié): 20.47 0.0033s + 1將已求結果代入圖5-4,即可得到電流環(huán)最簡單結構圖,如圖5-5所示。圖5-5 電流環(huán)最簡結構圖其中, dlt(s)為電流調節(jié)器的傳遞函數, gls(s)電流環(huán)廣義控制對象。 (5-10)(3) 電流調節(jié)器dlt(s)的求取為了使本系統電流環(huán)超調小,有好的動態(tài)

47、性能,我們采用二階最佳來設計電流調節(jié)器。令電流調節(jié)器傳遞函數為 (5-11)根據二階最佳工程設計方法，則有i = 2kt= 22.340.0033s = 0.015(s)d=td = 0.013(s)這樣可得:令k0=0.84,k,=64.89,則有dlt(s)=k0 + k/s (5-12)式（5-12）是一個pi調節(jié)器,可以導出離散化方程和差分方程:離散化方程: (5-13)差分方程: ck =ck-1+(k1+k2)ek-k1ek-1 （5-14）其中, k1 = k0-k,tlt =0.84-64.890.001=0.78 k2 = k,tlt = 64.890.001 = 0.065

48、這里設電流環(huán)采樣周期tlt = 0.001s。 把以上參數代入式（5-13）和式（5-14）可得: （5-15） ck =ck-1+0.84ek - 0.78ek-1 （5-16）由式（5-15）和式（5-16）可立即作出程序框圖,由計算機求解。5.2.2電流環(huán)的穩(wěn)定性分析由圖5-4可以作出電流環(huán)采樣系統框圖,如圖5-6所示。圖5-6電流環(huán)采樣系統框圖則電流環(huán)閉環(huán)的脈沖傳遞函數為 （5-17）上式中dlt(z)為電流調節(jié)器的z變換,為電流環(huán)控制對象的z變換, 為調節(jié)對象和電流反饋傳遞函數積的z變換, 即則有由上式可得特征方程為z4 3.00z3 + 3.32 z2 1.59 z + 0.27

49、= 0 （5-18）由計算機求解式（2.18）的根為z1,2 = 0.830.13j z3= 0.92 z4 = 0.41從而可知z1 、z2 、z3、z4s四個根的絕對值均小于1,它們都在單位圓內,因此電流環(huán)是穩(wěn)定的。5.2.3電流環(huán)在階躍下的穩(wěn)態(tài)誤差上式利用z變換終值定理有所以電流環(huán)在單位階躍輸入是無靜差的。5.2.4電流環(huán)采樣周期選擇由圖5-5可知,電流環(huán)廣義控制對象可以看成是一個大慣性環(huán)節(jié)和一個小慣性環(huán)節(jié)串聯而成,其傳遞函數為則應選擇的采樣周期為tlt = 1/4min(td , t) = 1/4min(0.013s,0.0033s)0.001s5.3 轉速調節(jié)器的設計及采樣周期的選擇

50、在圖5-1中,當突加速度給定后,st輸出立即達到限幅值,st輸出就是lt的給定,因而系統以最大加速度升速。但是此時速度反饋來不及跟上速度給定，即ugnufn，則st仍然處于飽和限幅，故速度環(huán)工作在開環(huán)狀態(tài)，速度繼續(xù)上升，只有當ugnufn時，st才退出飽和限幅，這時才真正構成速度閉環(huán)，直到穩(wěn)態(tài)為止。因此，系統速度閉環(huán)時其初始條件不為零，而按二、三階最佳工程設計是以頻率法為基礎，傳遞函數為工具，零初始條件為前提的，因而按二、三階最佳來設計速度調節(jié)器就成問題。為此，我們提出按二次型性能指標最優(yōu)控制來設計速度調節(jié)器。按二次型性能指標最優(yōu)設計速度調節(jié)器的方法是基于控制作用受約束下，確定最優(yōu)控制規(guī)律，使

51、系統從任意初態(tài)，以最優(yōu)性能指標轉移到新的平衡狀態(tài)。本系統設計穩(wěn)態(tài)運行為初態(tài)，轉速轉到零時為平衡狀態(tài)，即當速度給定突然變?yōu)榱銜r尋找制動過程最優(yōu)控制律。5.3.1一般設計方法若給定為一般定常線性系統,其狀態(tài)方程為: （5-19）其中a為nn常陣，b為nm常陣，試確定使性能指標最優(yōu)泛函為 （5-20）的控制規(guī)律u*(t)。其中q為nn正定或半正定對稱陣, r為mm正定或半正定對稱陣?？梢宰C明，當系統完全能控是，即能控矩陣式(5-21)的秩為n時，問題一定有解，b aba2ban-1b （5-21）且為u*(t)=-kx(t) （5-22）其中k = r-1btp （5-23）上式為狀態(tài)反饋陣，p是n

52、n對稱陣,它是riccati代數方程-pa-atp+pbr-1btp-q=0 （5-24）的解。由于式(5-24)是矩陣方程，計算量大，為此設計一個專用程序，由已知a，b，q，r陣求k陣。將式(5-24)改寫為p（a - br-1btp）+（a - br-1btp）tp = -（pbr-1btp）-q （5-25） 先給定一個初值p0，代入公式(5-25)，求出新值p1，不斷迭代，直到p0 和p1幾乎相等為止，即其中e為迭代偏差，其程序框圖如圖5-7所示。圖5-7求狀態(tài)反饋陣k程序框圖5.3.2 速度調節(jié)器的設計（1） 速度環(huán)的狀態(tài)方程由圖5-5,再考慮加入給定濾波器（為了減少超調量）,則電流

53、環(huán)閉環(huán)傳遞函數為即ki = 4.72, ti = 0.0066s 。這樣電流環(huán)閉環(huán)傳遞函數作為速度環(huán)的一個環(huán)節(jié)來處理。為了確保系統精度，在glb(s)前面再串一個積分環(huán)節(jié)，則速度環(huán)被控對象結構圖如圖5-8所示。圖5-8速度環(huán)被控對象結構圖設狀態(tài)量: y=x1=n x2 =id x3= ugi則有:相應狀態(tài)方程為:其中:把a,b代入式(5-21)得 b aba2b = 它的秩為3, 因而此狀態(tài)方程有解,即系統能控。由于本系統只考慮快速性要求，即對x1 = n提出快速要求，對其他兩個狀態(tài)變量無要求，故q作如下選擇。q11不能選擇過大，否則使系統穩(wěn)定性下降，一般先q111 ，選q11 = 0。001

54、2。對于單輸入系統，r為常數，選r=1，把以上四參數代入式（2.25）。用計算機離線求出p陣，最后求出狀態(tài)反饋陣為k = r-1btp = 0.035 , 0.018 , 1.87（2） 速度調節(jié)器的求取引入狀態(tài)反饋后圖5-8可以畫成如圖5-9所示的框圖。圖5-9速度環(huán)狀態(tài)反饋框圖由于本設計是在速度給定降為零時,尋找制動過程最優(yōu)控制律,因而令ugn = 0, 此時圖5-9成為圖5-10。圖中ksf是對1000r/min時，若令usf= 2.4v, 則ksf =2.4v /（1000r/min）= 0.0024vmin/r 。若考慮速度調節(jié)器采用pi調節(jié)器,并加入比例微分負反饋,其結構圖如圖5-

55、11所示。圖5-10速度環(huán)狀態(tài)反饋簡化圖圖5-11 pi調節(jié)器加比例微分負反饋框圖比較圖5-10和圖5-11可得 （5-26）比較式(5-26)兩邊系數有：kp = 0.97, = 0.063 , tf = 0.0070 , 相應速度調節(jié)器的傳遞函數為 (5-27)比例微分反饋的傳遞函數為gfn（s）= 1 + tfs = 1 + 0.0070s (5-28)由式(5-27)可得到速度調節(jié)器的離散化方程和差分方程為 （5-29） （5-30）由式(5-28)可得比例微分反饋差分方程為ufn（k）= usf（k）+ 0.73usf（k）- usf（k-1） （5-31）（3）速度環(huán)穩(wěn)定性分析考慮

56、反電勢的影響,數字直流調速系統框圖如圖5-12所示。其gs（s）由圖5-13求之，它實際上是速度環(huán)的控制對象。圖5-12數字直流調速系統框圖圖5-13速度環(huán)被控對象結構圖由圖5-12可得到系統閉環(huán)脈沖傳遞函數為因而得到系統特征方程為z4 1.34 z3 + 0.58 z2 0.24z + 0.0026 = 0 （5-32）利用計算機求解式(2.32)得到的根為z1,2 = 0.165 453jz3 = 0.998z4 = 0.121由此可見,全部根都在單位圓內,所以系統是穩(wěn)定的。（4）速度環(huán)穩(wěn)態(tài)誤差分析由圖5-32可得到系統誤差脈沖傳遞函數為當給定為單位階躍輸入時有當給定為速度輸入時有當給定為

57、加速度輸入時有（5）速度環(huán)采樣周期的選擇速度環(huán)的控制對象傳遞函數為則有:我們選擇速度環(huán)采樣周期為0.00330.0096s。第6章 控制系統軟件設計本調速系統的全部軟件包括主程序、子程序以及中斷處理程序，系統軟件設計主要采用模塊式結構設計。6.1 系統主程序設計流程圖圖6-1 主程序流程圖如圖6-1所示的主程序流程圖，它完成主程序完成系統的各種功能初始化操作，包括8031的片內i/o寄存器、各種狀態(tài)和標志位、各個控制數據等的初始化，然后循環(huán)定時執(zhí)行速度環(huán)和電流環(huán)的計算，并完成鍵盤輸入、顯示掃描等各種功能。6.2 數字pi調節(jié)器程序設計在微機數字控制系統中，當采樣頻率足夠高時，可以先按模擬系統的

58、設計方法設計調節(jié)器，然后再離散化，就可以得到數字控制器的算法，這就是模擬調節(jié)器的數字化。當輸入時誤差函數e(t)、輸出函數是u(t)時，pi調節(jié)器的傳遞函數如下 （6-1）式中 kpi為pi調節(jié)器比例部分的放大系數；t為pi調節(jié)器的積分時間常數。式子（6-1）的時域表達式可寫成 （6-2）其中，kp=kpi為比例系數，ki=1/t為積分系數。將上式離散化成差分方程，其第k拍輸出為 （6-3）其中，tsam為采樣周期。式（6-3）表述的差分方程為位置式算法，u(k)為第k拍的輸出值。由式子看出，比例部分只與當前的偏差有關，而積分部分則是系統過去所有偏差的累積。位置式pi調節(jié)器的結構清晰，p和i兩

59、部分作用分明，參數調整簡單明了。為了安全起見，常須對調節(jié)器的輸出實行限幅。在數字控制算法中，要對u限幅，只須在程序內設置限幅值um,當u(k)um時，便以限幅值um作為輸出。而位置式算法必須要同時設積分限幅和輸出限幅。帶有積分限幅和輸出限幅的位置式數字pi調節(jié)程序框圖如圖6-2所示。6.3 數字濾波器程序設計在檢測得到的轉速信號中，不可避免地要混入一些干擾信號。在數字測速中，硬件電路只能對編碼器輸出脈沖起到整形、倍頻的作用，往往用軟件來實現數字濾波。數字濾波具有使用靈活、修改方便等優(yōu)點，它可以用于測速濾波，也可以用于電壓、電流檢測信號的濾波。常有的數字濾波主要有三種，它們分別是算數平均值濾波、中值濾波和中值平均濾波。本次設計采用中值平均濾波。中值平均濾波首先要設有n次采樣值，排序后得x1x2xn，去掉最大值xn和最小值x1，剩下的取算術平均值即為濾波后的y值中值平均濾波是中值濾波和算術平均濾波的結合，即能濾除偶然型干擾脈沖，又能平滑濾波，但程序較為復雜。程序框圖可由上式得出，在此略。圖6-2 位置式數字pi調節(jié)器程序框圖6.4 中斷處理程序設計6.4.1 電流環(huán)中斷服務程序的設計它主要完成電機索零運算、電流調節(jié)器pi運算、輕載時電流自適應的運算。設系統電流斷續(xù)臨界值為i0，反饋電流采樣