光伏單相逆變器仿同步發(fā)電機特性控制系統(tǒng)設計

1、李玉超 導師：殷桂梁 圖1 虛擬同步發(fā)電機原理示意圖 由圖1可見，虛擬同步發(fā)電機主要由逆變元和虛擬同步發(fā)電機算法單元構成，其中逆變 單元的拓撲結構如圖2，微電網功率等級較大，因此采用三相全橋電路，全橋逆變電源則一 般用在中大功率場合。逆變器輸出級接有LC濾波器，圖中顯示了三個采樣點I、U、I0，其 中I與U用于電壓調節(jié)器的控制，來調節(jié)勵磁電壓Uf的輸出，U和I0則用來計算逆變電源輸出 功率的大小，用來調整功率指令 Pm的大小。Ls 為逆變電源與大電網的連接感抗，通過改變 逆變電源側的電壓來調節(jié)輸出電壓與電網電壓之間的相角關系，使逆變器能夠向電網輸送 能量。 圖2 逆變器主電路拓撲結構示意圖 在

2、逆變電路控制模型中，高頻 SPWM 調制方式的基本思想是輸入的參考正 弦 Umsin(t)和載波信號比較，用得到的寬度按正弦規(guī)律變化的 PWM 波形控制 逆變電路中開關器件的通斷脈沖去控制各功率開關器件。由于開關的動作是非連 續(xù)的，分析時我們采用狀態(tài)空間平均法來分析。狀態(tài)空間平均法是基于輸出頻率 遠小于開關頻率的情況下，在一個開關周期內，用變量的平均值代替其瞬時值， 從而得到連續(xù)狀態(tài)模型，簡化了分析過程。為了進一步簡化分析的復雜程度，在 分析逆變單元模型時，均按照單相全橋拓撲進行分析。圖 3 為單相等效模型，逆 變器輸出級接有 LC 濾波器，Ls為逆變器與大電網之間的連接感抗，R為負載， 圖中

3、忽略了電感中的阻性成分。 圖3 單相及等效拓撲結構 根據 圖12 將濾波器中的電感與電容分別用 Ls 和 1 Cs表示，則可 以推導出 A、B 之間的電壓與逆變單元輸出電壓之間的頻域傳遞函數為： 21 idc UUD 2 1 1 1 1 1 1 Cs R G s L LsLCss R Cs R 雙極性SPWM調制時, 可以表示為： i U 其中，占空比 D 根據 SPWM 調制可表示為： 1 1 2 m tri U D U m U tri U 其中 為參考正弦波信號， 為三角載波峰值。 由前式可得出： m idc tri U UU U idc PWM tri m UU K U U 在 SPWM

4、 中，載波頻率(開關頻率)遠高于出頻率時可將逆變橋看成是 一個比例環(huán)節(jié)，比例系數定義為 KPWM 。結合前式可得： 2 1 1 ooi PWM mim UsUs Us G sK L UsUs Us LCss R 即為逆變器輸入和輸出的傳遞函數 根據該傳遞函數的表達式，可以得到其等效框圖如圖4所示： 圖4 逆變單元結構框圖 而對于虛擬同步發(fā)電機單元，由虛擬同步發(fā)電機算法的標幺值表達式， 通過有名值換算以及拉普拉斯變換可得： 式中 p 為轉子極對數。 在同步發(fā)電機并網時，穩(wěn)態(tài)情況下通過一次調頻及二次調頻，輸出頻率 在額定頻率附近的波動是很小的，這也是電網穩(wěn)定的條件。因此轉子運動方 程中的機械轉速可

5、以認為是恒定值為： N m p 結合前式，建立虛擬同步發(fā)電機算法的結構圖，如圖 5 所示。其中Io(s) 為逆變器輸出電流，作為虛擬同步發(fā)電機的電樞電流。輸出電壓U(s) 作為 逆變器的指令電壓， 、Q的輸出為檢測信息，用于下文中的功頻調節(jié)和 電壓調節(jié)。 圖5 虛擬同步機算法單元結構框圖 圖6 同步機控制結構示意圖 借鑒同步發(fā)電機的控制結構，本文設計了虛擬同步發(fā)電機的系統(tǒng)控制結構， 如圖 7 所示： 圖7 虛擬同步發(fā)電機控制結構示意圖 圖 7 展示了虛擬同步發(fā)電機的控制框圖，設計過程中借鑒了同步機的控制結構， 但是虛擬同步發(fā)電機本質上是一個逆變電源，因此不存在同步發(fā)電機中的轉速變 量，控制結構

6、中也就沒有測速器、調速器、原動機，取而代之的為功率調節(jié)，但 是兩者在控制過程中的意義卻是一樣的，都是通過系統(tǒng)反饋信號和指令信號的比 較來調節(jié)核心單元的輸入變量，從而穩(wěn)定輸出頻率以及調整輸出功率。圖 7 中的 勵磁電壓調節(jié)器與圖 6中的勵磁系統(tǒng)同出一轍，均用于調整勵磁電壓，穩(wěn)定輸出 電壓幅值。 在虛擬同步發(fā)電機系統(tǒng)中，勵磁控制單元同樣承擔著重要的角色，本文采用電壓/電流雙 閉環(huán)的控制方法對勵磁電壓調節(jié)器進行設計，內環(huán)是電感電流瞬時調節(jié)環(huán)，用以提高系統(tǒng)的 動態(tài)性能；外環(huán)是瞬時電壓控制環(huán)，用于改善系統(tǒng)輸出電壓的波形，使其具有較高的輸出精 度，從而保證虛擬同步發(fā)電機輸出電壓以及無功功率的穩(wěn)定。同步發(fā)電

7、機激磁電動勢方程， 0f Eki f 其中E0為激磁電動勢，if 為勵磁電流。 根據上式設計的虛擬同步發(fā)電機的電壓控制環(huán)節(jié)如圖 8 所示，其中Uref 為輸出電壓指令值，U 為實際電壓檢測值，k為Uref的前饋系數，i為電感電流檢測值，f為頻率。首先，將U與Uref相比 較，通過PI控制器對電壓進行無差調節(jié)，得到電流內環(huán)的給定信號i*。i*與電感電流采樣值i相 比較，再加上電壓指令前饋信號得勵磁電流參考值if，勵磁電流的變化調整了輸出電壓，從而 達到穩(wěn)定電壓的目的。 圖8 勵磁電壓控制器 借鑒同步發(fā)電機一次調頻、二次調頻的控制方法，本文設計了虛擬同步發(fā)電機的頻率、 功率控制器，如圖 9所示。圖

8、中 fref表示頻率的給定值，f為頻率反饋值，Pn為功率的給定值 （調度中心分配指令），Pm為 Pf控制器的輸出功率，相當于同步發(fā)電機中的原動機輸出機械 功率。該閉環(huán)控制系統(tǒng)中，反饋值根據負荷的大小和變化情況，不斷地調整Pm，從而對輸出 有功功率和頻率進行有效的控制。 圖9 Pf控制器 頻率、功率閉環(huán)控制器的主要作用分為二個部分，功能如下： 1.虛線框 1 是用來保持頻率穩(wěn)定，頻率偏差f 經過 PI 調節(jié)器實現對頻率的無差調節(jié)，使頻率 穩(wěn)定在參考值 fref 上，在作用效果上類似于同步發(fā)電機的二次調頻。 2. 虛線框 2 是利用下垂特性來進行控制的，其主要作用是給負載提供足夠的功率，以減弱功率

9、 的波動，實現功率的平衡和穩(wěn)定，對應于同步發(fā)電機的一次調頻特性。含有 PI 調節(jié)器的 Pf 控制器，能夠快速準確的跟蹤指令信號，對輸出功率進行及時調整，避免了因為功率供需不 平衡導致的頻率波動等不利影響，提高了微電網系統(tǒng)的穩(wěn)定性。 圖10 虛擬同步發(fā)電機的主電路結構 虛擬同步發(fā)電機的整體結構如圖 4-1 所示： 上圖中主電路結構為三相逆變電路，ri為線路電阻，Li、Ci(i=1,2,3)分別是濾波電感和電容， Lj( j = a,b,c)為虛擬同步發(fā)電機與大電網的連接電抗。在逆變單元輸出側接有 LC濾波器，后經連 接電抗與大電網并聯，負載位于兩者之間。圖中有三處信號采樣點，分別為濾波器電感電流 i，輸 出電壓u，以及連接電抗電流i0。將逆變器輸出電壓、電流信號反饋到勵磁控制器與Pf控制器中， 來調整虛