用頻譜分析儀測量通信信號

1、用頻譜分析儀測量通信信號一、GSM信號的測量現代高度發(fā)達的通信技術可以讓人們在地球的任意地點控制頻譜分析儀，因此就更要懂得不同參數設置和不同信號條件對顯示結果的影響。典型的全球移動通信系統(tǒng)(GSM)的信號測量如圖1所示，它清楚地標明了重要的控制參數設置和測量結果。IFR2399型頻譜分析儀利用彩色游標來加亮測量區(qū)域，此例中，被加亮的測量區(qū)域是占用信道和上下兩個相鄰信道的中心50kHz頻帶。顯示的水平軸(頻率軸)中心頻率為900MHz，掃頻頻寬為1MHz，而每一小格代表l00kHz。頂部水平線表示0dBm，垂直方向每一格代表10dB。信號已經被衰減了10dB，測量顯示的功率電平已考慮了此衰減。圖

2、1 GSM信道帶寬顯示和功率測量GSM是以兩個25MHz帶寬來傳送的：從移動發(fā)射機到基站采用890MHz到915MHz，從基站到移動接收機采用935MHz到960MHz。這個頻帶被細分為多個200kHz信道，而第50個移動發(fā)送信道的中心頻率為900MHz，如圖1所示。該信號很明顯是未調制載波，因為它的頻譜很窄。實際運用中，一個GSM脈沖串只占用200kHz稍多一點的信道帶寬。按照GSM標準，在發(fā)送單個信道脈沖串時，時隙持續(xù)0.58ms，而信道頻率以每秒217次的變化速率進行慢跳變，再加上掃頻儀1.3s的掃描時間，根據這些條件可以判定這是一個沒有時間和頻率跳變的靜態(tài)測試，沒有跡象表明900陽z的

3、信號是間斷信號。為了保證良好的清晰度，選用1kHz的分辨帶寬(RBW)濾波器。較新的頻譜分析儀中的模擬濾波器的形狀系數(3dB：60dB)為11，意思是60dB時濾波器帶寬(從峰值衰減60dB)是3dB時濾波器帶寬(從峰值衰減3dB)的11倍，即11kHz比1kHz。與此相比，數字濾波器的形狀系數還不到5。例如一個3dB帶寬為50kHz的帶通濾波器，其60dB帶寬只有60kHz，這幾乎是矩形通帶。它保證在計算平均功率時只含有50kHz以外區(qū)域很小一點的功率。作為對比，如果分辨帶寬RBW50kHz，使用前面提及的模擬濾波器而不是數字濾波器，其60dB帶寬將為550kHz。標記1處的信號電平是4.

4、97dBm。為了使噪聲背景出現在屏幕上，顯示軌跡線已向上偏移了10dB(在圖中不易察覺)，這是由于信號峰值被預先衰減10dB使其不超過頂部水平線，這也是信號峰值讀數比參考電平高的原因。圖中，主信道功率(CHP)讀數為7.55dBm，與峰值(標記1處)的讀數4.978m不一致，其原因就是主信道功率是在50kHz測量帶寬內計算的，而標記1的讀數是峰值。公式1定義了在整個帶寬內計算主信道功率的方法。其中，CHPwr：信道功率，單位dBmCHBW：信道帶寬Kn：噪聲帶寬與分辨帶寬之比N：信道內象素的數目Pi：以1mW為基準的電平分貝數(dBm)圖1中，分辨帶寬為1kHz，信道帶寬為50kHz。據式(1

5、)，先將在紅色游標之間的每個像素功率電平(dBm)的對數值轉化成線性功率電平毫瓦(mW)并求其平均值，然后按照測量帶寬與分辨帶寬之比來修正該值，以求得信道功率電平。對于帶有VGA顯示的頻譜分析儀來說，500個像素對應水平軸的10個刻度。因此，在紅色游標之間有25個像素，每個像素表示2kHz。(1)式的第二表示50kHz測量帶寬內線性功率電平的平均值。假設900MHz處的峰值只有一個像素寬，其峰值功率3.14mW除以25(像素數)，可得到功率平均值為0.126mW。對于具有高斯響應的有4或5個極點的安捷倫濾波器而言，噪聲功率帶寬與分辨帶寬之比為1.06，即Kn為1.06。假設IFRRBW濾波器與

6、安捷倫RBW濾波器一樣，那么(1)式第一部分變?yōu)?0/1.06=47.2。最后結果為7.73dBm。上述計算結果接近7.55dBm。在假設峰值只占有一個像素寬時，為什么剛才計算的功率比顯示的功率大?這是因為峰值可能小于2kHz，即小于一個像素的寬度。一些頻譜分析儀可將像素細分以得到更大的測量精度。這種情況下，很容易判斷出連續(xù)波占用的寬度小于1個像素所示的2kHz，比如1.8kHz。如果像素被細分為10等份，則平均功率為3.141.8/2/25=0.113mW。此時，主信道功率(CHP)等于7.27dBm。當然50kHz以外區(qū)域的測量帶寬可提供一些功率，但是其單個像素寬的峰值被攤薄后，可下降達2

7、5dB，意思是該區(qū)域內兩個或多個像素寬信號的功率將小于峰值功率1/300，所以不用加入總數里。在數字系統(tǒng)里，很窄的連續(xù)波(單音信號)的顯示和相關測量是有問題的，根據定義，一條線不能小于1個像素的寬度，可是，實際信號可能很窄。最后一個影響顯示的參數是視頻帶寬(VBW)，設為1kHz。它與RBW不同，RBW決定到達檢測器的信號能量，而VBW則處理被檢測電平的顯示。如果RBW比較大，那么就有更多的噪聲到達檢測器。選擇一個比RBW、窄的VBW可以使顯示平滑，但卻增加了掃描時間。對于某些信號的測量，快速掃描、寬的RBW、窄的VBW的組合是最適宜的。選用比RBWW值小的VBW，則顯示的頻譜不能跟蹤檢測到的

8、快速峰值，因而產生失真。而當VBW值等于RBW時，可看到平滑噪聲的功能降低，但減少的不是很多。圖1中，有意地減小了背景噪聲，這對所做的測量來說不是很重要。二、頻譜分析儀指標對測量的影響：最好的頻譜分析儀，也不是完美無缺的。諸如因為輸入到混頻器的電平太大引起的信號壓縮、儀器內部產生的熱噪聲、內部振蕩器的相位噪聲、二次諧波失真以及三次、四次交調失真等，都會產生誤差。例如，如果兩個功率相同，但頻率分別為f1和f2的信號，驅動一個完美的理想的線性放大器，那么就只有兩個原始頻率輸出。而現實的放大器是非線性的，會產生兩個頻率的多種組合，包括2f1f2，2f2f1，3f12f2，3f22f1.頻譜分析儀有點

9、象非線性放大器，它的響應可以用一個幕級數表示，V0=a1Vi十a2Vi2+a3Vi3+anVin，其中電壓為rms(有效值)，Vi對應混頻器輸入的電壓，V0對應檢測電壓。除了簡單放大增益項a1以外，將產生多個高次項。若要增大頻譜分析儀的動態(tài)范圍，處理好第三、第四階交調失真(IMD)項尤為重要。對于相對簡單的測試，現代頻譜分析儀提供了多種控制設置的組合，它們對測量精度的影響是不同的。例如，安捷倫E4440A型的自動組合模式，包括RBW濾波器，VBW濾波器(不采用VBW=RBW)，掃頻寬度及掃描時間，且根據輸入衰減設定了參考電平。某文獻中建議的測量步驟，保證頻譜分析儀產生的交調失真(IMD)至少低

10、于被測信號(DUT)本身18dB，意味著頻譜分析儀引起的失真對測量(DUT)失真的影響少于1dB。圖2 CDMA信號偏移885kHz的動態(tài)范圍圖相鄰信道功率比(ACPR)或低電平IMD的測量要更困難，更需要注意頻譜分析儀的能力。圖2顯示了頻譜分析儀的熱噪聲、相位噪聲和第三、第五階交調失真與混頻器電平的關系。由于精確測量ACPR所需的動態(tài)范圍接近或超出了很多頻譜分析儀的性能極限，所以必須全面考慮之后才有把握進行正確測量。三、CDMA信號的測量：CDMA信號類似噪聲。重要的是類噪聲的信號在理論上只選擇均值或有效值型的顯示檢測器。正負峰值讀數檢測器會使在測量范圍內的每個像素值發(fā)生偏差，而采樣檢測器只

11、接收由像素表示的掃頻范圍內相應一組幅度的最后一個值。均值和有效值型檢測器的工作與信號統(tǒng)計特性無關，它能給出有良好重復性的結果。因為要在測量范圍里把所有像素的功率電平進行平均得出平均功率，所以如果有足夠的像素的話，也可以用采樣檢測器，若要測量重復性達到隊1dB，則需要1000個像素。由采樣或均值檢測器產生的像素值的平均值不那么簡單明了，因為數A、B、C的對數的平均不等于這些數的平均的對數。而有效值檢測器是比較常用的，因為它提供的線性值可以被簡單地平均。避免采用小數量值的VBW可能很重要。這里用“可能”，因為某些品牌如安捷倫PSAE4440A頻譜儀，VBW設置不影響有效值功率平均測量，對顯示線也沒

12、有影響。小數值的VBW意味著顯示的頻譜不能正確跟蹤峰值。如果濾掉實際的隨機噪聲，則小值VBW就可以達到預想的平滑顯示。CDMA信號類似噪聲，但與噪聲的統(tǒng)計結構不同，所以它們不能被小值VBW平滑掉。視頻平均的方法能對顯示的頻譜成功地進行平均，是減小噪聲的另一種方法?？上У氖秋@示的頻譜通常是對數刻度，我們還得回過頭處理對數的平均。分辨帶寬(RBW)等于30kHz，信道帶寬(CHBW)等于1.23MHz，Kn假設為1.06。因為相鄰信道功率比(ACPR)有嚴格限制，要求選擇具有1%至P4%信道帶寬的RBW濾波器，以使得信道有很陡的下降沿，此處30kHz/1.23MHz=2.4%。因為調制信號功率散布

13、于整個的測量帶寬，可根據公式1來計算發(fā)射信道功率，可以認為在Co游標之間每個30kHzRBW頻帶內存在同樣的功率。CDMA是一種寬帶技術，并且在整個頻帶里同時存在全部功率。在這里使用CHBW/RBW的比值作為修正因子，似乎比在圖1中對窄帶信號的修正更加確切。若CHBW等于1.23MHz，RBW等于30kHz，那么(1)式括號里的第一部分為38.70。第二部分是顯示功率的平均值，大約為18dBm或0.0158mW，剛好是目測到的脈沖頂部的平均值。該值乘以38.7并轉化為dBm，所計算出的發(fā)射信道功率等于2.12dBm，這非常接近于發(fā)送信道功率1.65dBm，證明了上述觀點。作為驗證，假設平均功率

14、為17dBm，計算值對應為1.12dBm，所以最好還是用18dBm。當R/R公司的FSU型頻譜分析儀用戶進行ACPR測量時，游標和控制參數自動設置。例如，相鄰信道和第一對備用信道的測量帶寬只有30kHz，而不是發(fā)射信道和第二對備用信道的1.23MHz的測量帶寬。從發(fā)射信道的中心到相鄰信道的邊緣的距離為885kHz，它等于保護帶寬270kHz與發(fā)射信道帶寬1.23MHz的一半相加的和。一般說來，各個CDMA電話可以同時工作，這意味著在基站中可以出現發(fā)射頻譜的峰值，它是由各個用戶編碼信號的隨機疊加引起的。峰值與均值的比值可以大到12至14dB。盡管其平均功率仍在線性區(qū)域內，而峰值可以使混頻器進入壓

15、縮區(qū)。因為在CDMA信號中有很多頻率出現，所以對第三、第五階失真要特別關注。最后，還必須考慮相位噪聲，它對于IS95CDMA來說是個限制因素，但對于寬帶CDMA(WCDMA)來說，因測量ACPR給予了很大偏移量，就沒有那么重要。四、結束語當選用頻譜分析儀時，要根據測量項目來選擇型號。例如具有特殊的時域測量能力的零頻寬操作適合于測量GSM和時分多址(TDMA)信號，還能進行時間門限和組合的上升/下降沿脈沖串測量。頻譜分析儀是復雜儀器，為了保證頻譜純度，用了幾種中頻放大器，但每一個都會產生誤差、非線性和噪聲。部分避免這些問題的一種方法是使用實時采集寬帶數據、并用FFT(快速傅立葉變換)計算頻譜的頻

16、譜分析儀。這種頻譜分析儀的信號路徑短，而且比許多掃描濾波頻譜分析儀有較大的動態(tài)范圍。測量ACPR可用時域方法，得出結果要比掃描頻譜分析儀快。曾有一篇文獻提出了一種速度，快20倍的方法，并可在信道中測量開關暫態(tài)晌應，這是掃描頻譜分析儀不能做到的。在沒采取其它方法前，應該相信頻譜分析儀的測量，只有完全理解了信號類型及電平和控制參數設置的影響，才能使測量更準確。頻譜分析儀和矢量信號分析儀在實驗室和車間最常用的信號測試儀器是電子示波器。人的思維對時間概念比較敏感，每時每刻都與時域事件發(fā)生聯系，但是信號往往以頻率形式出現，用示波器觀察最簡單的調幅載波信號也不方便，往往顯示載波時看不清調制儀，屏幕上獲得的

17、是三條譜線，即載頻和在載頻左右的調制頻。調制方式越復雜，電子示波器越難顯示，頻譜分析器的表達能力強，頻譜分析儀是名副其實的頻域儀器的代表。溝通時間一頻率的數字表達方法就是傅里葉變換，它把時間信號分解成正弦和余弦曲線的疊加，完成信號由時間域轉換到頻率域的過程。早期的頻譜分析儀實質上是一臺掃頻接收機，輸入信號與本地振蕩信號在混頻器變頻后，經過一組并聯的不同中心頻率的帶通濾波器，使輸入信號顯示在一組帶通濾波器限定的頻率軸上。顯然，由于帶通濾波器由無源元件構成，頻譜分析器整體上顯得很笨重，而且頻率分辨率不高。既然傅里葉變換可把輸入信號分解成分立的頻率分量，同樣可起著濾波器類似的作用，借助快速傅里葉變換

18、電路代替低通濾波器，使頻譜分析儀的構成簡化，分辨率增高，測量時間縮短，掃頻范圍擴大，這就是現代頻譜分析儀的優(yōu)點了。矢量信號分析儀是在預定，頻率范圍內自動測量電路增益與相應的儀器，它有內部的掃頻頻率源或可控制的外部信號源。其功能是測量對輸入該掃頻信號的被測電路的增益與相位，因而它的電路結構與頻譜分析儀相似。頻譜分析儀需要測量未知的和任意的輸入頻率，矢量信號分析儀則只測量自身的或受控的已知頻率;頻譜分析儀只測量輸入信號的幅度(標量儀器)，矢量信號分析儀則測量輸入信號的幅度和相位(矢量儀器)。由此可見，矢量信號分析儀的電路結構比頻譜分析儀復雜，價位也較高?，F代的矢量信號分析儀也采用快速傅里葉變換，以

19、下介紹它們的異同。一、頻譜分析議和FFT頒譜分析議傳統(tǒng)的頻譜分析儀的電路是在一定帶寬內可調諧的接收機，輸入信號經下變頻后由低通濾器輸出，濾波輸出作為垂直分量，頻率作為水平分量，在示波器屏幕上繪出坐標圖，就是輸入信號的頻譜圖。由于變頻器可以達到很寬的頻率，例如30Hz-30GHz，與外部混頻器配合，可擴展到100GHz以上，頻譜分析儀是頻率覆蓋最寬的測量儀器之一。無論測量連續(xù)信號或調制信號，頻譜分析儀都是很理想的測量工具。但是，傳統(tǒng)的頻譜分析儀也有明顯的缺點，首先，它只適于測量穩(wěn)態(tài)信號，不適宜測量瞬態(tài)事件;第二，它只能測量頻率的幅度，缺少相位信息，因此屬于標量儀器而不是矢量儀器;第三，它需要多種

20、低頻帶通濾波器，獲得的測量結果要花費較長的時間，因此被視為非實時儀器。既然通過傅里葉運算可以將被測信號分解成分立的頻率分量，達到與傳統(tǒng)頻譜分析儀同樣的結果，出現基于快速傅里葉變換(F盯)的頻譜分析儀。這種新型的頻譜分析儀采用數字方法直接由模擬/數字轉換器(ADC)對輸入信號取樣，再經FFT處理后獲得頻譜分布圖。據此可知，這種頻譜分析儀亦稱為實時頻譜分析儀，它的頻率范圍受到ADC采集速率和FFT運算速度的限制。為獲得良好的儀器線，性度和高分辨率，對信號進行數據采集的ADC需要12位-16位的分辨率，按取樣原理可知，ADC的取樣率最少等于輸入信號最高頻率的兩倍，亦即頻率上限是100MHz的實時頻譜

21、分析儀需要ADC有200MS/S的取樣率。目前半導體工藝水平可制成分辨率8位和取樣率4GS/S的ADC或者分辨率12位和取樣率800MS/S的ADC，亦即，原理上儀器可達到2GHz的帶寬，此時垂直分辨率只有8位(256級)，顯然8位分辨率過低，因此，實時頻譜分析儀適用于制MHz帶寬以下的頻段，此時具有12位(物96級)以上的分辨率。為了擴展頻率上限，可在ADC前端增加下變頻器，本振采用直接數字事成的振蕩器，這種混合式的頻譜分析儀適合在幾GHz以下的頻段使用。FFT的性能用取樣點數和取樣率來表征，例如用100KS/S的取樣率對輸入信號取樣1024點，則最高輸入頻率是50KHz和分辨率是50Hz。

22、如果取樣點數為2048點，則分辨率提高到25Hz。由此可知，最高輸人頻率取決于取樣率，分辨率取決于取樣點數。FFT運算時間與取樣，點數成對數關系，頻譜分析儀需要高頻率、高分辨率和高速運算時，要選用高速的FFT硬件，或者相應的數字信號處理器(DSP)芯片。例如，10MHz輸入頻率的1024點的運算時間80s，而10KHz的1024點的運算時間變?yōu)?4ms，1KHz的1024點的運算時間增加至640ms。當運算時間超過200ms時，屏幕的反應變慢，不適于眼睛的觀察，補救辦法是減少取樣點數，使運算時間降低至200ms以下。二、矢量網絡分析儀對于頻譜分析和電磁干擾測量來說，頻譜分析儀是通信測量儀器中常

23、用的設備，由于具有大于1dB的動態(tài)范圍、低于-110dBc/Hz的噪聲、1Hz-100Hz的帶寬、50GHz以上的頻率范圍，能夠接收到極微弱的信號和分辨出兩個幅度相差很大的信號。頻譜分析儀的缺點是只能顯示頻率分量的幅值，而不能獲得信號的相位。對于某些通信元器件和通信鏈路，幅值和相位必須能夠同時測量出來，前者如放大器和振蕩器，后者是第一代至第三代的移動通信。前面曾提及，為了擴大基于FFT的頻譜分析儀的頻率范圍，可在前端增加下變頻器。同樣原理可用于矢量信號分析儀，它是傳統(tǒng)頻譜分析儀與F阿分析儀的結合，從而獲得在高頻和射頻頻率下的FFT分析能力，同時顯示幅度和相位信息。對于現代通信的數字調制分析，以

24、及調幅/調頻/調相的解調都是非常有效的手段。頻譜分析儀的變頻前端擴展儀器到GHz的頻段，經變頻后的輸入信號頻率變成適于FFr處理的頻段，電路中的濾波器與頻譜分析儀的濾波器不同，這里的濾波器不是選擇性的，而防止ADC變換過程產生的信號混疊，即變換過程中出現的虛假信號。ADC的輸出分成兩路，獲得同相和正交信號，經DSP作時間一頻率的F町運算后由顯示屏獲得頻譜的幅度和相位。目前儀器公司供應的矢量信號分析器的頻率范圍可達3GHz，測量對象是復雜的移動通信常用頻段的調制信號，如GSM、CDMA的基帶特性和載波特性。矢量信號分析儀的測量模式有：標量、矢量、數字解調和門控測量。觸發(fā)可由基帶輸人信號或由中頻信

25、號調節(jié)，包括觸發(fā)電平和相位。掃頻方式有單次和連續(xù)，對測量數據可多次平均，并用有效值(RMS)、峰值保持和指數坐標指示。一種新型的矢量信號分析器的重要特性是：頻率范圍DC2.7GHz;基帶帶寬40MHz;中頻帶寬36MHz;率分辨率0.001Hz時基準確度0.2ppm/年;相位噪聲97dBc/Hz(載波偏移100Hz)，-122dBc/Hz(載波偏移1khz)幅度范圍45+20dBm；幅度準確度2dB;三階互調失真70dB。應用領域是衛(wèi)星通信、擴頻跳頻通信、點到點通信、以及頻率監(jiān)控和搜索。以移動通信的碼分多址(CDMA)來說，利用配套的分析軟件，可以獲得：發(fā)射機的平均載波功率功率隨時間的變化相位

26、和頻率誤差鄰近信道功率比偽隨機噪聲序列的調制精度近距離寄發(fā)生發(fā)射頻率頻譜測量和波形測量在無線基站或移動電話的產品開發(fā)和產品檢驗中，矢量信號分析儀可按多種工業(yè)標準，對GSM、CDMA等的發(fā)射機和手機進行嚴格的精度和動態(tài)范圍測量。在CDMA等通信產品生產中，只利用連續(xù)測量是不夠的，利用數字調制信號可方便地測出輸出功率和失真等重要參數。矢量信號分析儀采用Windows平臺，容易通過外接微機進行數據處理和交換，Windows平臺便于性能升級和利用其他工程設計工具，熟識的圖形界面可縮短學習時間，留出更多的時間進行測量和應用各種設計及測試工具。三、數字存儲示波器的頻譜測量數字存儲示波器(DSO)的前端就是

27、ADC變換，因而同樣具有頻譜分析能力，通過標準或選購的FFT模塊獲得頻譜分析特性。應該指出，DSO主要特點是時域測量，帶寬100MHz的產品具有10位以上的垂直分辨率，帶寬500MHz的產品只有8位的分辨率，亦即在分辨率上低于頻譜分析儀的12位-16位。DSO的前置放大器和衰減器引人瞬態(tài)失真，容易在頻譜圖上表現為低電平的譜波噪聲。特別是高頻數字在存儲示波器，它采用交疊的ADC來提高取樣率，例如每塊ADC的取樣率是1Gs/s，兩塊疊加起來獲得2Gs/s的取樣率。這是簡便的提高有效帶寬的辦法，但用于頻譜顯示時，各ADC的線性度、增益、頻率響應和取樣定時稍有差別，都會在取樣時鐘脈沖交疊取樣過程中引人

28、頻譜失真，相當多了一組Fs/N的取樣脈沖，這里且是基本取樣頻率，N是交疊的ADC數。這種電路自身產生的混疊信號不容易用濾波器消除，用DS0測量高頻信號時要非常小心在頻譜圖上出現的混疊信息。例如，利用上述兩塊取樣率1Gs/sADC構成的DSO來觀察l00MHz正弦波時，會在900、1100MHz附近出現虛假信號。由此可見，DSO觀察時域信號是最好的儀器，由于頻域變換后往往出現虛假信號，測量頻譜特性時一定要注意“去偽存真”。四、小結頻譜分析儀的頻率范圍最寬，靈敏度高，非常適于通信設備和鏈路的頻率分布測量，缺點是只能獲得輸入信號的幅值。矢量信號分析儀頻率范圍較低，利用FFT的特點能夠同時獲得幅度和相

29、位，特別地第一、二、三代移動通信，包括蜂窩、GSM和CDMA設備的測量。如何選用濾波電容?濾波電容在開關電源中起著非常重要的作用，如何正確選擇濾波電容，尤其是輸出濾波電容的選擇則是每個工程技術人員都十分關心的問題。50Hz工頻電路中使用的普通電解電容器，其脈動電壓頻率僅為100Hz，充放電時間是毫秒數量級。為獲得更小的脈動系數，所需的電容量高達數十萬F，因此普通低頻鋁電解電容器的目標是以提高電容量為主，電容器的電容量、損耗角正切值以及漏電流是鑒別其優(yōu)劣的主要參數。而開關電源中的輸出濾波電解電容器，其鋸齒波電壓頻率高達數十kHz，甚至是數十MHz，這時電容量并不是其主要指標，衡量高頻鋁電解電容優(yōu)

30、劣的標準是“阻抗-頻率”特性，要求在開關電源的工作頻率內要有較低的等效阻抗，同時對于半導體器件工作時產生的高頻尖峰信號具有良好的濾波作用。普通的低頻電解電容器在10kHz左右便開始呈現感性，無法滿足開關電源的使用要求。而開關電源專用的高頻鋁電解電容器有四個端子，正極鋁片的兩端分別引出作為電容器的正極，負極鋁片的兩端也分別引出作為負極。電流從四端電容的一個正端流入，經過電容內部，再從另一個正端流向負載；從負載返回的電流也從電容的一個負端流入，再從另一個負端流向電源負端。由于四端電容具有良好的高頻特性，為減小電壓的脈動分量以及抑制開關尖峰噪聲提供了極為有利的手段。高頻鋁電解電容器還有多芯的形式，即

31、將鋁箔分成較短的若干段，用多引出片并聯連接以減小容抗中的阻抗成份。并且采用低電阻率的材料作為引出端子，提高了電容器承受大電流的能力。利用選擇性改善接收機的截止點接收機的交調雜散響應衰減用于衡量在有兩個干擾連續(xù)波（CW）存在的情況下、接收機接收其指定信道輸入調制RF信號的能力。這些干擾信號的頻率與有用輸入信號的頻率不同，可能是接收機非線性元件產生的兩個干擾信號的n階混頻信號，最終在有用信號的頻帶內產生第三個信號。接收機防止雜散響應干擾的保護功能用于衡量接收機區(qū)分指定頻率輸入信號和其他接收機能夠產生響應、但不是所希望信號的能力。接收機的二階和三階截止點是表示特定射頻電路或系統(tǒng)的兩個非常重要的線性指

32、標。通過這兩個指標能夠預測接收機的交調(IM)特性，而交調特性描述了射頻裝置對相鄰信道或鄰近信道的抗干擾性。本文分別介紹了三階和二階交調情況下傳統(tǒng)接收機截止點(IP)級聯方程的改進形式。二階截止點(IP2)和三階截止點(IP3)級聯方程的數學推導過程引入了給接收級之間增加選擇性帶來的影響，以改善所有的二階和三階輸入截止點IIP2與IIP3。注意：文中所有大寫字母變量表示dB或dBm單位，小寫字母變量表示線性單位。在與移動基站所推薦的最低性能標準有關的無線規(guī)范中，接收機的交調(IM)特性在技術上被納入兩個主題：接收機的交調雜散響應衰減和接收機對雜散響應干擾采取的保護。接收機的交調雜散響應衰減是在

33、有兩個干擾連續(xù)波（CW）存在的情況下接收機接收其指定信道輸入調制RF信號的能力。這些干擾信號的頻率與有用輸入信號的頻率不同，可能是接收機非線性元件產生的兩個干擾信號的n階混頻信號，最終在有用信號的頻帶內產生第三個信號。接收機防止雜散響應干擾的保護功能用于衡量接收機區(qū)分指定頻率輸入信號和其他接收機能夠產生響應、但不是所希望的信號的能力。三階交調產生的干擾作為接收機前端三階混頻的結果，頻率為f1和f2的兩個信道外的連續(xù)波引入一個三階交調成分，頻率等于(2f1 - f2)，它將落入開啟信道的有用信號頻帶內(圖1a)。這一帶內三階交調(IM3)產物降低了輸入到接收機解調器的載干比(C/I)。按照斜率為

34、3:1的直線(如圖1b)，輸入IM3產物的電平(IIM3，dBm)可以用下面的等式計算，其中包括接收機的總輸入IP3(IIP3，dBm)和兩個信道外CW信號的輸入功率(PI,dBm)1。圖 1. 由兩個信道外CW信號產生的IM3產物對帶內信號造成干擾(a)。三階截止點(IP)的定義(b)。圖2為一個傳統(tǒng)的兩級變頻超外差接收機的結構圖。在這種接收機的結構中，信道外CW干擾帶來的IM3產物產生于低噪聲放大器(LNA)，第一級混頻器，IF放大器，第二級混頻器以及IF限幅放大器中。所有的IM3產物在解調器的輸入端累加，相當于在接收機的輸入端出現了一個等效的帶內IM3產物(IIM3)。使IF放大器、第二

35、級混頻器和IF限幅放大器的3階IM分量達到最小可以減小這個成為帶內干擾的IM3產物，而這一目標可以通過在第一級混頻器后面的IF濾波器(IF濾波器#1)中提高對那些信道外干擾的IF選擇性(S)實現。注意，濾波器的選擇性(S)代表IF濾波器1在阻帶內對信道外干擾的衰減，它相對于濾波器通帶插入損耗(IL)。所以，IF濾波器阻帶內對信道外CW信號的總抑制(R，dB)可以定義為R = -(IL + S)。IF濾波器的選擇性降低了后續(xù)接受電路對三階失真和動態(tài)范圍的要求，因此，為降低等效的帶內IIM3可以對接收機總的IIP3進行優(yōu)化，以滿足接收機基帶載干比(C/I)的要求。圖2. 傳統(tǒng)的兩級變頻超外差接收機

36、.改進的三階輸入截止點(IIP3)級聯方程在圖3中，圖2所示的兩級變頻接收機被分成3個部分：RF模塊、IF濾波器1和IF模塊。RF模塊，也就是模塊1，包括在第一個IF濾波器之前的接收RF部分。IF模塊，即模塊2，包括在第一個IF濾波器之后的接收機IF部分。模塊1具有G1 的RF增益和等效三階輸入截止點IIP31。模塊2具有G2 的IF增益和等效三階輸入截止點IIP32。假設在接收機輸入端出現的兩個信道外CW信號干擾的功率值都等于PI，則PI就是輸入到模塊1的兩個信道外CW信號的功率值。P2是兩個信道外CW信號變換到中頻后并進入模塊2的功率值。IIM3是兩個信道外CW信號產生的相對于接收機輸入總

37、IM3的失真功率。IIM31是模塊1產生的相對于本模塊的輸入總IM3失真功率。IIM32是模塊2產生的相對于本模塊的輸入總IM3失真功率。圖 3. 推導改進的IP3級聯方程的框圖。其中引入了在兩個信道外CW信號頻率上給接收機各級提高選擇性(S)帶來的影響。功率單位dBm，增益單位dB。在下面的推導過程中，模塊2的輸入IM3失真電壓除以前級電壓增益后的結果與模塊1的輸入IIM3失真電壓進行同相相加，這樣作可以得到最壞情況下接收機輸入的總IM3失真電壓。假設系統(tǒng)特征阻抗為1，我們可以寫出下面的等式：這里取平方根是為了將IM3從功率值變?yōu)殡妷褐怠Ｆ渲凶兞縤im3, iim31,和iim32取線性功率

38、單位(瓦特或毫瓦)。并且有G1 (dB) = 10.log10(g1) and IL (dB) = 10.log10(il).等式(1)進行整理后可以得到下面的等式：等式(3)定義了整個接收機的輸入IP3，它也可以不用dBm作單位而寫成線性功率單位(毫瓦，mW)的形式：與在等式(3)中使用的方法類似，我們也可以分別定義模塊1和模塊2的IIP31和IIP3 2：已知 P1(dBm) = PI 且 P2(dBm) = PI +(G1-IL-S),可以從等式(5)、(6)得出:與我們在等式(3)中使用的方法相同,等式(7)、(8)可以寫成線性功率單位的形式而不是以dBm為單位。于是分別得出等式(9)

39、和等式(10):其中 S(dB) = 10.log10(s)，IL(dB) = 10.log10(il)。注意S(dB)與IL(dB)都是正數。再來看等式(2)，兩邊都除以(pI)1/2得：根據等式(4)、(9)和(10)，我們將等式(11)中的各項都用其等效形式代替，消去pI將等式簡化后,就得到下面這個改進的IIP3級聯方程:從等式(12)可以看出,使用一個高選擇性的IF濾波器（s1）,我們可以將IF模塊的輸入IP3(IIP32)對接收機總輸入IP3（IIP3）的影響降至最低，于是接收機的總輸入IP3就幾乎完全由RF模塊的IIP3(IIP31)所決定。值得注意的是：在分析級聯系統(tǒng)時，中頻模塊

40、輸入IP3(IIP3)應該用一個等效的輸入IP3代替，它考慮了在IF模塊前引入選擇性的效應。這個等效的IIP32可以寫作：在方程(12)的基礎上可以推出更加通用的、計算由M級電路級聯組成的接收機總輸入IP3的方程。每一級具有線性增益(gn)，輸入IP3(iip3n,瓦特)，對引入帶內IM3產物的兩個信道外CW信號頻率的選擇性參數為(sn)：其中 Sn(dB) = 10.log10(sn)。注意:當sn取1時，也就是選擇性參數Sn 取0dB時，這個方程就簡化為了經典的M級級聯的截止點計算方程1。二階交調產生的干擾接收機雜散響應是與信道內RF信號頻率不同的信號，然而如果電平值足夠高，它們仍然能夠在

41、接收機的通頻帶內產生輸出干擾。雜散響應的頻率之一是在半中頻點。這個半中頻雜散響應導致了出現在接收機RF前端的二階交調產物(IM2)。它的強度可以通過接收機RF前端的二階截止點(IP2)預測，其中RF前端的定義包括接收機的第一級混頻器及其前面的電路(圖2)。對于第一級混頻器的高端注入（圖4a），在接收機輸入端的一個CW信號，偏離本振（LO）頻率-fIF/2，通過(-2.fCW + 2.fLO) IM產物下變頻至中頻 1,2。對于低端注入，與本振（LO）頻率偏差fIF/2的CW信號會被頻率為(2.fCW - 2.fLO)的IM產物下變頻的中頻。按照斜率為2:1(圖4b)的線性關系，利用包括接收機R

42、F前端輸入IP2 (IIP2,dBm)和輸入半中頻CW信號功率值(PI,dBm)的方程可以確定上述輸入IM2產物(IIM2,dBm)的功率1。圖4.由半中頻雜散響應產生的IM2帶內干擾 (a)和二階截止點 (IP)的定義 (b).減小第一級混頻器的二階IM分量可以降低這個由半中頻雜散響應產生的帶內IM2產物。為了達到這個目的，可以在第一級混頻器前面的RF濾波器（RF濾波器#1和#2）中引入一定量的對信道外干擾的射頻選擇性（S）。注意，濾波器的選擇性(S)指的是RF濾波器阻帶對雜散響應頻率的衰減，它相對于濾波器在通帶內的插入損耗(IL)。RF濾波器的選擇性(S)降低了第一級混頻器對二階失真和動態(tài)

43、范圍的要求，因此，為了降低半中頻信號產生的等效帶內IIM2產物可以對接收機總的RF前端IIP2進行優(yōu)化，以滿足了接收機基帶載干比(C/I)的要求。改進的二階輸入截止點(IIP2)級聯方程圖5中，將兩級變頻接收機的RF前端分成三個模塊：RF濾波器2，模塊1（包括所有在RF濾波器2之前的部分）和模塊2（在RF濾波器2之后并包括第一級混頻器的部分）。模塊1具有RF增益G1和等效二階輸入截止點IIP21。模塊2具有RF增益G2和等效二階輸入截止點IIP22。假設出現在接收機輸入的每一個半中頻CW信號的功率為PI，則PI就是輸入到模塊1的半中頻CW信號的功率。P2是輸入到模塊2的半中頻CW信號的功率。I

44、IM2是半中頻CW信號產生的相對于接收機輸入的總IM2失真功率。IIM21 是模塊1產生的相對于模塊1輸入的總IM2失真功率。IIM22是模塊2產生的相對于模塊2輸入的總IM2失真功率。圖5.推導改進的IP2級聯方程原理框圖，其中考慮了在接收機RF前端增加對半中頻雜散頻率RF選擇性（S）的效應。功率單位dBm，增益單位dB。在下面的推導過程中，模塊2的輸入IM2失真電壓被前級電壓增益作除后的結果與模塊1的輸入IM2失真電壓進行同相相加，這樣作可以得到最壞情況下相對于接收機輸入的總IM2失真電壓。假設系統(tǒng)特征阻抗為1，我們可以寫出下面的等式：這里取平方根是為了將IIM2從功率值轉變?yōu)殡妷褐怠Ｆ渲?/p>

45、變量iim2, iim21和iim22取線性功率單位(瓦特或毫瓦)。并且有 G1 (dB) = 10.log10(g1) and IL (dB) = 10.log10(il).等式(15)進行整理后可以變成下面的等式：等式(17)定義了整個接收機的輸入IP2，它也可以不用dBm作單位而寫成線性功率單位(毫瓦，mW)的形式：與等式(17)中使用的方法類似，我們也可以分別定義模塊1和模塊2的IIP21和IIP22：已知 P1(dBm) = PI 且 P2(dBm) = PI +(G1-IL-S),可以從等式(19)、(20)得出:與我們在等式(17)中使用的方法相同,等式(21)、(22)可以寫成

46、線性功率單位的形式而不是以dBm為單位。于是分別得出等式(23)和等式(24):其中 S(dB) = 10.log10(s)，IL(dB) = 10.log10(il)。注意，S(dB)和IL(dB)都是正數。再來看等式(16)，兩邊都除以(pI)1/2,根據等式(18)、(23)和(24)，我們將等式(25)中的各項都用其等價的形式代替，消去pI將等式簡化后,我們就得到下面這個改進的IIP2級聯方程:從等式(12)可以看出,使用一個高選擇性的RF濾波器（s1）,可以將第一級混頻器模塊的輸入IP2（IIP22）對接收機RF前端的總輸入IP2（IIP2）的影響降至最低。值得注意的是：在分析級聯系

47、統(tǒng)時，第一級混頻器的輸入IP2(IIP22)應該用等效的IP2代替，它考慮了在RF濾波器中引入選擇性的效應，這個等效的IIP22可以寫作：在方程(26)的基礎上，可以推出更加通用的、計算由M級級聯組成的接收機RF前端的總輸入IP2的公式。每一級的線性增益為(gn)，輸入IP2(iip2n,瓦特)，對引入帶內IM2產物的半中頻CW信號頻率的選擇性參數為(sn)：其中Sn(dB) = 10.log10(sn)。電路故障查找的好幫手- 示波器與邏輯分析儀示波器與邏輯分析儀是模擬與數字電路設計上的重要儀器。在電子實驗室中最常見的便是示波器，大部分的工程師也能輕易操作它，然而如何能充分發(fā)揮這些儀器的功能

48、、存儲并顯示無失真的波形，以及找出產品不正常工作的問題所在，則是許多硬件研發(fā)人員需了解的。本文由基本的取樣概念開始，提供幾個示波器與邏輯分析儀的秘訣，幫助研發(fā)人員更加了解示波器與邏輯分析儀，增強電路查找故障的技巧。 取樣技術 要將待測信號真實地經由取樣而呈現在示波器上，必須滿足奈奎斯Nyquist取樣理論，即取樣頻率fs大于信號最高頻率的2倍，以保證信號每一周期上至少有兩個取樣點： fs 2 BW 其中，最小的取樣率稱為奈奎斯取樣率。但實際上，要得到較準確的波形，2倍是不夠的。 由于取樣頻率與頻寬常被混淆在一起，因此一般示波器會用每秒多少個取樣點(Sa/sec)來描述取樣頻率，而以百萬赫茲(M

49、Hz)來表示頻寬。一般而言，取樣技術可分為單次取樣和重復取樣兩大類。 最常見的示波器都是使用單次取樣來擷取數據，這也是最直接的方法。取樣時只是按照取樣頻率將整個波形一點一點儲存下來，遇到一次觸發(fā)條件便完成所有取樣，因此可以捕捉到非周期性的瞬態(tài)，故名為單次取樣。單次取樣在長時間數據收集時，存儲深度是必須考慮的因素。對于一固定的取樣頻率，每一個通道的存儲深度越深，越能擷取越長的數據，否則就必須降低取樣頻率，犧牲信號的頻寬以及分辨率，甚至造成膺頻的現象。避免膺頻的方法須盡可能提高取樣頻率，或者儀器本身增加一個低通濾波器（LFT），濾掉過高頻的信號 如果我們要捕捉的是周期性信號，示波器就不必在一個周期

50、內完成取樣，這個概念衍生出重復取樣技術。在每一次遇到觸發(fā)條件時作取樣，最后將多次取樣結果相疊重建出波形，因此就像是有了較高取樣頻率（例如1GHz）的示波器。重復取樣技術包括順序與隨機重復取樣兩種。順序重復取樣技術系在每個觸發(fā)條件后一段延遲時間取樣一點，每次增加延遲的時間 ，只要自觸發(fā)點到取樣點的時間能精確控制，理論上是有最高的準確度。不過取樣點越密集，整個重建時間也拖得越久，同時，此種技術無法看到觸發(fā)點以前（pre-trigger）的數據。隨機重復取樣，顧名思義為取樣點隨機分布，因此可能落在觸發(fā)點以前，示波器的時間電路必須要計算觸發(fā)點與取樣點的時間差，以正確的疊出波形。隨機重復取樣在每次觸發(fā)條

51、件附近做5點取樣。許多示波器都采用單次取樣與隨機重復取樣技術，在低頻時可采用前者，高頻時則使用后者。 峰值檢測模式（Peak Detect） 在對微處理器進行故障查找上，我們常期望能將無法預期的偶發(fā)事件擷取下來觀察。例如希望能擷取到一個占空比只有0.005%的窄脈沖，了解造成電路錯誤動作的原因。傳統(tǒng)的取樣技術受限于內存有限，在長時間數據搜集時，示波器會自動降低取樣率，以避免未捕捉到一個完整波形以前，內存就已經滿了。 欲利用擁有50K內存的示波器擷取一毫秒（ns）的數據，取樣率應為50MSa/sec，如此一來，只能碰巧才能捕捉到一個2.5ns的窄脈波。峰值檢測模式則是儲存并顯示每個取樣周期中的最

52、大值以及最小值，因此無論示波器在何種掃描速率下，都可完全捕捉到2.5ns的窄脈波。 在長時間觀察波形時，峰值檢測模式是最有用的，不過，若要測量峰值變化的上升時間、脈沖寬度等詳細的參數分析，則必須利用高取樣率配合毛刺觸發(fā)，捕捉無失真的波形來觀察。 毛刺觸發(fā)（Glitch trigger） 毛刺是信號上不想要的電壓改變，是數字電路中特別常見的問題。雖然有些電路可以允許這些毛刺的存在，但大部份電路卻會因為毛刺而產生誤動作，造成系統(tǒng)不正常。因此如何辨別毛刺并將其捕捉下來進一步分析，便成為一個重要的課題。 要如何才能分析隔十小時才會發(fā)生一次的毛刺呢？我們不可能一直守候在儀器旁，儀器也沒有足夠的內存來儲存

53、數十小時的所有數據 。因此必須告訴它要在毛刺時作觸發(fā)，將整個毛刺前后的數據擷取下來，以分析毛刺發(fā)生的原因。例如不同路徑（trace）間的電容耦合、電源漣波、組件上之高瞬態(tài)電流、或其它各種可能的事件。因此配合毛刺觸發(fā)，可在快速時間下利用示波器的高取樣速率，仔細捕捉、分析可疑的干擾。 此外，用邏輯分析儀亦可達到類似的功能。在邏輯分析儀的時序分析中，如果信號在兩個相鄰取樣點間，通過門限電壓（threshold）兩次，便定義并記錄為毛刺，這樣很容易便可捕捉到惱人的毛刺了。值得注意的是，邏輯分析儀中的“毛刺觸發(fā)”功能啟用時，儀器會內定一個最高的輔助取樣速率（例如：1Gsa/sec），根據定義判斷是否存在

54、毛刺，不過顯示在邏輯分析儀上的仍為內存所儲存的數據，也就是將原取樣速度之取樣結果，再加上毛刺的記錄。然而邏輯分析儀的1-bit分辨率只能有0與1的數字基準，若要重建實際波形則可配合邏輯分析儀中的示波器模塊做同步（synchronize）來觀察。壓控晶體振蕩器選用中的幾個問題摘要本文介紹了壓控晶體振蕩器電參數的特點以及選用時注意的問題。關鍵詞壓控晶體振蕩器1、前言壓控晶體振蕩器（VCXO）是通過紅外加控制電壓使振蕩效率可變或是可以調制的石英晶體振蕩器。VCXO主要由石英諧振器、變容二極管和振蕩電路組成，其工作原理是通過控制電壓來改變變容二極管的電容，從而“牽引”石英諧振器的頻率，以達到頻率調制的

55、目的。VCXO大多用于鎖相技術、頻率負反饋調制的目的。VCXO大多用于鎖相技術、頻率負反饋系統(tǒng)及頻率調制，已是通信機、移動電話、尋呼機、全球定位系統(tǒng)（GPS）等眾多電子應用系統(tǒng)必不可少的關鍵部件。VCXO允許頻率控制的范圍比較寬，牽引度一般為（3550）106，實際可達200106。隨著現代無線通信系統(tǒng)向高頻、寬帶、便攜式方向發(fā)展，要求VCXO具有高頻、高性能、頻率范圍寬、線性度好、頻率穩(wěn)定度優(yōu)、頻率牽引誤差小、噪聲低和封裝尺寸小等特性。世界上各先進國家競相開發(fā)與生產高水平的產品來滿足日益增長的市場需求。表1為美國十大著名VCXO廠商生產的VCXO品種、性能和價格1。VCXO技術規(guī)范中列有多項

56、性能參數。這些參數往往是相互關聯的。我們不能一味追求某些參數的高指標而忽視由此引起的其它參數的劣化。例如，VCXO允許的頻率控制范圍就是有限制的。一般來說，如果要求VCXO有較大的牽引度，則它在工作溫度范圍內的頻率穩(wěn)定度就較差。反之，如果對頻率穩(wěn)定度要求高，就很難得到較大的牽引度（200106）。因此，正確了解VCXO的技術規(guī)范和使用要求，對于在設計上用好這種器件是很關鍵的。下面我們將介紹VCXO電參數的特點和選用時應注意的問題。2、VCXO的確定首先，要弄清楚具體應用場合是需要VCXO，還是一般的振蕩器。當設計人員希望通過外加控制電壓來對振蕩器的頻率作小范圍的調諧時，就應選用VCXO器件。我

57、們把這種振蕩器調諧稱為牽引度（pullability）。牽引度用106數量級表示。VCXO牽引度的典型值為50106200106，要得到這種范圍的牽引度，VCXO產品一般采用標準圓形石英晶體。為了滿足牽引度范圍大的要求，設計上須用大尺寸晶體（直接0.25英寸0.35英寸）。此外，如果要得到大范圍的牽引度，VCXO產品的晶體應是基模晶體。3、頻率穩(wěn)定度要求VCXO用石英晶體作頻率控制元件，其振蕩頻率在工作溫度內是穩(wěn)定的。當我們對VCXO進行調諧時，振蕩頻率會發(fā)生改變；但偏離標稱頻率的各個頻率值在工作溫度范圍內同樣是穩(wěn)定的。必須注意，對于一個給定的頻率而言，頻率穩(wěn)定度要求越高，要得到大范圍的牽引度就越困難。采用硅解決方案，不能獲得良好的頻率穩(wěn)定度。這是因為硅存在顫動噪聲和相位噪聲所致。VCXO采用了石英晶體，頻率異常穩(wěn)定，是目前最好的頻率控制器件。表1美國VCXO性能型號公司頻率范圍/MHz牽引度/1