單相正弦波逆變電源設(shè)計論文

1、單相正弦波逆變電源設(shè)計19-1 常規(guī)思路的單相正弦波逆變電源設(shè)計兩年一度的的全國大學(xué)生電子設(shè)計競賽的間歇年“雙年”，比較積極的省份開展省內(nèi)高校的大學(xué)生電子設(shè)計競賽。省的高校的一個自擬課題很具有代表性，這就是本章要詳盡敘述的“單相正弦波逆變電源”。從試題特征看，這個自擬題目與2005年的競賽試題的（g題）“三相正弦波逆變電源”非常相像。全國大學(xué)生電子設(shè)計競賽試題中電動小車的相關(guān)試題就連續(xù)出了兩次，似乎競賽組委會對電動小車意猶未盡，讓試題內(nèi)容進一步升華。作者除了以單相正弦波逆變電源為題提出解決方案，為今后的電子設(shè)計競賽作技術(shù)和設(shè)計思路的準備外，還有更深刻的意圖，這就是讓讀者了解并能夠通過本書獲得

2、“單相正弦波逆變電源”的設(shè)計思路與能力，為日后從事技術(shù)工作打下一個良好的基礎(chǔ)其原意就是如果用戶非要將50hz交流電供電的設(shè)備搬到汽車或只能是直流供電的場合，直流電源與用電設(shè)備的電源的匹配只能通過逆變電源實現(xiàn)，而逆變電源的輸出電壓波形的正弦化和輸出電壓有效值的穩(wěn)定則是衡量這種逆變器的指標之一；不僅如此，對于不間斷供電電源（ups）的直流電轉(zhuǎn)化為交流電的唯一手段就是采用逆變器。綜上所述，本章設(shè)計的內(nèi)容不僅僅是單相正弦波逆變電源，也是不將斷供電電源的基本構(gòu)成。如果將來電子設(shè)計競賽有這類試題，讀者可以參考本章涉及的設(shè)計思路與設(shè)計做作方法盡快并較好的完成試題，取得較好的成績；如果這類試題永遠不會出現(xiàn)，本

3、章的設(shè)計思路與設(shè)計方法也會對從事于車載逆變電源設(shè)計的讀者有借鑒意義，也可能對讀過這部分內(nèi)容的應(yīng)屆畢業(yè)生的求職有幫助。不管以上的那先內(nèi)容實現(xiàn)，作者的努力都會對社會做出點滴貢獻，這將是最大的希望。19-2 基本性能要求單相正弦波逆變電源的基本性能要求如下：輸入電壓：12v（914.4v）或24v（1828.8v），即汽車蓄電池電壓等級，多數(shù)為12v，其原因是轎車的蓄電次電壓等級多為12v；輸出電壓：220v/50hz，交流電，最好是正弦交流電壓；輸出功率：一般為150w以上；絕緣等級：輸入輸出之間，正弦交流電1500v有效值/50hz，持續(xù)至少一分鐘。如果僅僅是為了競賽，輸出電壓和輸出功率可以打折

4、。即輸出電壓為36v/50hz，正弦交流電，輸出功率50100w。輸入輸出之間絕緣即可。按照實用與競賽的指標不同可以采用兩種不同的設(shè)計思路，也可以采取相同的模塊化設(shè)計，僅僅需要改變相關(guān)元件參數(shù)。由于控制電路具有共同特點，因此，在本章中采用個電路單元模塊化設(shè)計的方式，以適應(yīng)不同的需求。19-3 解決方案的基本思路19-3-1 方波50hz逆變逆變器的最簡單的實現(xiàn)方式是方波逆變器，方波逆變器的原理框圖如圖19-1。圖19-1 方波逆變器的原理框圖這種電路的最大特點就是簡單、容易實現(xiàn)。其最典型的應(yīng)用如小功率（1kw以下的）后備式不間斷供電電源和簡易逆變器。對于整流器負載，如電腦、顯示器以及其它帶有開

5、關(guān)電源的各種電子設(shè)備，對電源電壓波形要求非常寬松，方波逆變器是可以勝任的。然而，盡管方波逆變器電路簡單，隨著對逆變電源性能的要求的不斷提高，方波逆變電源在大多數(shù)場合的應(yīng)用中被淘汰，僅僅在非常低級的應(yīng)用中才得以見到。因此，正弦波逆變器是一個逆變器的必然趨勢。19-3-2 采用50hz正弦波逆變經(jīng)過50hz變壓器升壓與絕緣，得到所需要的220v/50hz的正弦交流電。電路如圖19-2。圖19-2 50hz正弦波逆變原理框圖從圖中可以看到，逆變器的主電路與方波逆變器完全一樣，所不同的是開關(guān)管的驅(qū)動信號由50hz方波變?yōu)?0hz的十倍甚至數(shù)十倍的正弦化脈沖寬度調(diào)制脈沖串，如果將這個脈沖串“平滑”后，可

6、以獲得“正弦波”連續(xù)變化的波形。這種方法的最大優(yōu)點是整個功率變換過程中僅僅有一次逆變過程，因此，電路簡單效率也可以很高。逆變器采用正弦化脈沖寬度調(diào)制（spwm），5002000hz的調(diào)制頻率不僅大大地增加了變壓器的“鐵耗”，而且由于開關(guān)頻率明顯高于50hz的應(yīng)開關(guān)的作用，使變壓器的漏感中的儲能以每秒5002000次的交換而產(chǎn)生可觀的開關(guān)損耗，致使開關(guān)管急劇發(fā)熱，因此，這是一種不可取的解決方案。此方案不可取的第二個原因是50hz變壓器和濾波器過于笨重。19-3-3 多重50hz矩形波逆變組合的解決方案改造50hz方波逆變器輸出波形的另一個方法是采用多重化技術(shù)，即將多個方波逆變器的輸出電壓錯開一定

7、的相位后疊加，可以得到近似正弦波電壓，以滿足要求，由于電路相對負載，目前這項技術(shù)在中低功率的逆變器中已不再應(yīng)用，而僅僅在高功率的逆變其中還有應(yīng)用。多重50hz矩形波逆變組合的原理框圖如圖19-3，多重50hz矩形波逆變組合的輸出電壓波形圖如圖19-4。圖19-3 多重50hz矩形波逆變組合的原理框圖圖19-4 多重50hz矩形波逆變組合的輸出電壓波形圖從圖中可以看到，經(jīng)過多重化疊加后，輸出電壓波形為多階梯的階梯波，已經(jīng)近似于正弦波，只要經(jīng)過簡單的濾波就可以得到比較完美的正弦波輸出電壓。由于在疊加過程中各功率單元之間的輸出功率有部分相互抵消的現(xiàn)象，因此，每個單元的輸出功率的容量約為總輸出功率容量

8、的四分之一到五分之一，而不是六分之一。圖19-3電路的各元件參數(shù)為：開關(guān)管：q1q12選用irf530；旁路電容器：選用1000f/25v鋁電解電容器+2.2f陶瓷貼片電容器；變壓器：貼心規(guī)格ei1933mm，初級100匝2，線徑1.0mm，qz2高強度漆包線，次級，400匝，線徑0.76mm，qz2高強度漆包線。控制電路可以采用帶有推拉輸出級的sg3525a，外接同步信號的方法，同步信號由多諧振蕩器經(jīng)過18分頻，將18個分頻信號中的第1、2、3、4、5、6的輸出作為逆變器1、2、3、4、5、6控制電路的sg3525a的同步信號。在實際電路的實現(xiàn)時，可能會發(fā)現(xiàn)，18分頻的電路比較麻煩，因此，作

9、者提出將分頻器的時鐘反相，分別送到兩個十進制計數(shù)器cd4017，選用其q0、q1、q2作為后面的sg3525a的同步時鐘，從而獲得到適當(dāng)相移的同步時鐘。由于50hz頻率比較低，如果僅僅采用施密特觸發(fā)器構(gòu)成多諧振蕩器，可能所需要的阻、容參數(shù)比較大不好實現(xiàn)，因此，選擇用帶有振蕩器的分頻器cd4060作為cd4017的時鐘發(fā)生電路，并用反相器將這個時鐘反相后作為另一個cd4017的時鐘。電路如圖19-5。圖19-5 控制電路圖中，ct、rt、rd、c2、c3、c4分別為0.1f、110k、470、0.1f、0.1f、0.1f。其中ct應(yīng)該選擇溫度系數(shù)低的介質(zhì)材料的電容器，如c0g介質(zhì)的陶瓷電容器、聚

10、酯電容器、聚丙烯電容器等，就是不能用x7r、v5z、y5u等溫度系數(shù)大的電容器。由dc4060、cd40106構(gòu)成的時鐘信號頻率應(yīng)略高于sg3525a定時電路的頻率。我們還可以看到，這種電路形式在實際應(yīng)用中還是比較復(fù)雜的，除非對直-交-直-交功率變換形式?jīng)]有把握，否則就應(yīng)該采用直-交-直-交功率變換形式。19-3-4 直-交-直-交功率變換形式由于高頻開關(guān)變換技術(shù)的成熟和廉價化?，F(xiàn)在，逆變器的主要電路形式已經(jīng)準變?yōu)橹?交-直-交功率變換形式。即先將直流電轉(zhuǎn)化為高頻交流電，以利于減小變壓器的體積；經(jīng)過變壓器的電壓轉(zhuǎn)換和隔離，從而獲得到所需要的電壓等級和隔離要求；由于輸出要求是50hz正弦交流電，

11、需要將高頻交流電轉(zhuǎn)化為50hz交流電，所以通常的方法是將高頻交流電整流成直流電；再利用50hz逆變技術(shù)將直流電轉(zhuǎn)換為所需要的50hz正弦交流電。直-交-直-交功率變換形式的原理框圖如圖19-6。圖19-6 直-交-直-交功率變換形式的原理框圖從圖中看到似乎這種解決方案過于復(fù)雜，但是由于每個功能單元的體積與成本均很低，而且技術(shù)成熟、效率非常高，這種解決方案最終還是最佳的。19-4 高頻逆變電路與控制電路設(shè)計由于車載逆變器的輸入電壓僅僅為12v或24v，因此，高頻逆變電路通常選擇推挽式逆變電路，其優(yōu)點是電路中所有的開關(guān)管的驅(qū)動信號均以輸入電壓負端（gnd）為參考電位很容易與控制電路兼容，驅(qū)動信號不

12、需要電位轉(zhuǎn)移，可以直接驅(qū)動，簡化電路。推挽式逆變器如圖19-7。圖19-7 高頻逆變電路原理框圖從電路結(jié)構(gòu)看圖19-7電路與圖19-1的50hz方波逆變器是一樣的，但是由于工作頻率的不同，高頻逆變器的工作頻率遠遠高于50hz方波逆變器，一般要達到50khz甚至更高。這樣隔離變壓器的體積將大大減小，有利于整個電路體積的減小?？刂齐娐愤x用sg3525a，高頻逆變器的整個電路如圖19-8。圖19-8 高頻逆變電路完整電路部分電路圖19-4-1 控制方式控制方式?jīng)Q定了逆變器的工作性能，從效率角度考慮，逆變器應(yīng)工作在“100%”占空比工作狀態(tài)，這樣，不僅實現(xiàn)了開關(guān)管的“零電壓”開關(guān)，而且電路中的所有期間

13、均得到最有效的利用。其原理為：（1） 自然零電壓開關(guān)隔離變換器的100%占空比控制方式的特點是固有的零電壓開關(guān)特性?？梢酝ㄟ^分析電路的工作過程證實這個結(jié)論。在開關(guān)管關(guān)斷過程中，由于開關(guān)管的漏-源極間的寄生電容，使開關(guān)管的漏-源極電壓不能立即上升，而是在變壓器漏感電流（開關(guān)管導(dǎo)通是電流值）對這兩個寄生電容器充/放電，如圖19-9。圖19-9 開關(guān)管q1關(guān)斷過程的等效電路其中圖19-19（a）是橋式變換器主電路相關(guān)部分，即全橋變換器與半橋變換器共有的部分；圖19-19（b）為開關(guān)管q1導(dǎo)通時的等效電路，輸出電流從直流母線正端經(jīng)q1、變壓器漏感l(wèi)s流入變壓器初級，電流幅值io；圖19-19（c）為開

14、關(guān)管關(guān)斷時的等效電路，這時輸出電流分別從直流母線的正端經(jīng)開關(guān)管q1的寄生電容器cq1流入變壓器的漏感l(wèi)s，對cq1充電，與此同時，還有一路電流從直流母線的負端經(jīng)開關(guān)管q2的寄生電容cq2流入變壓器的漏感l(wèi)s，對cq2放電，這兩個電流之和為輸出電流如果開關(guān)管的關(guān)斷速度快于開關(guān)管寄生電容的充電速度，則開關(guān)管就可以在低開關(guān)損耗甚至是“零”開關(guān)損耗下關(guān)斷，大大的降低了開關(guān)管的關(guān)斷損耗。如圖19-10。圖19-10 開關(guān)管q1關(guān)斷時的漏-源電壓和電流波形當(dāng)開關(guān)管q1的漏-源極電壓達到直流母線電壓值時，開關(guān)管q2的寄生二極管導(dǎo)通續(xù)流，讓變壓器漏感的電流達到通路，等效電路如圖19-11。圖19-11 q2的

15、寄生二極管導(dǎo)通續(xù)流的等效電路在這個過程中變壓器漏感的儲能向直流母線釋放，變壓器漏感電流下降。 （8-1）如果在變壓器漏感電流下降到零前讓開關(guān)管q2開通，由于變壓器漏感電流的存在，開關(guān)管q2的寄生二極管導(dǎo)通續(xù)流，開關(guān)管實際上僅承受一個二極管導(dǎo)通電壓降的反向電壓，這樣，如果忽略二極管的導(dǎo)通電壓降，開關(guān)管q2實際上在“零電壓”下開通，實現(xiàn)零電壓開關(guān)。開關(guān)管q2開通時的等效電路如圖19-12。圖19-12 開關(guān)管q2開通時的等效電路當(dāng)變壓器漏感電流反向前，開關(guān)管是反向?qū)ɑ蚣纳O管導(dǎo)通，等效電路如圖19-12（a）；當(dāng)變壓器漏感電流下降到零，由于變壓器上已經(jīng)施加了反向電壓，因此，變壓器電流翻轉(zhuǎn)，這時

16、的開關(guān)管q2開始正向?qū)?，等效電路如圖19-12（b）。開關(guān)管q2開通過程的電壓和電流波形如圖19-13。圖19-13 開關(guān)管q2開通過程的電壓和電流波形圖中的vdf、von分別為開關(guān)管的寄生二極管的導(dǎo)通電壓、開關(guān)管的正向?qū)妷骸膱D中還可以看到，開關(guān)管的開通是在開關(guān)管的寄生二極管導(dǎo)通續(xù)流狀態(tài)，這是的開關(guān)管僅僅承受二極管導(dǎo)通電壓的反向電壓，因而可以稱為零電壓開通。通過以上分析可知，100%占空比的隔離型變換器不僅可以有效的降低電路中各元器件的導(dǎo)通損耗，同時由于固有的零電壓開關(guān)特性是開關(guān)損耗降低到最低。因而這種變換器的效率在隔離型變換器中是最高的。（2） 實現(xiàn)零電壓開關(guān)的要點100%占空比的隔

17、離型變換器實現(xiàn)零電壓開關(guān)的要點是，開關(guān)管的關(guān)斷損耗的降低要求開關(guān)管應(yīng)具有盡可能快地關(guān)斷速度，以保證電流下降時間明顯短于開關(guān)管的漏-源極電壓上升時間；保證零電壓開通的條件是開關(guān)管q1、q2導(dǎo)通的死區(qū)時間要盡可能的短，以確保變壓器漏感電流在這個過程中不至于下降到零。因此，變換器將不能工作在pwm控制模式，因為一旦占空比降低，q1、q2均不導(dǎo)通的時間變長，變壓器漏感將在這段時間內(nèi)將其儲能完全釋放，開關(guān)管電壓降回到直流母線電壓值得二分之一，而無法實現(xiàn)零電壓開通。19-4-2 工作在100%占空比控制方式時的有效值電流的降低流過開關(guān)管、變壓器、輸出整流器的電流有效值和平均值直接與占空比有關(guān)。當(dāng)占空比接近

18、100%時，電流的平均值、有效值、峰值將接近相同；而占空比小于100%時，在矩形波小件下，有效值、平均值與峰值的關(guān)系為： （8-2） （8-3）開關(guān)電源是以直流電壓和直流電流表示輸出參數(shù)和能力的。因此，在相同的直流電流平均值下不同的占空比將會有不同的電流有效值，電流有效值與平均值的關(guān)系為： （8-4）或： （8-5）很明顯，隨著占空比的減小，流過開關(guān)管、變壓器、輸出整流器的電流有效值增加。以占空比0.8和0.5為例。在占空比0.8時，有效值為平均值0.894倍或有效值是平均值的1.118倍；而占空比為0.5時，有效值為平均值0.707倍或效值是平均值的1.414倍。在相同的輸入電壓和輸出功率條

19、件下，隨著占空比的增加，電流平均值越接近峰值電流。開關(guān)管的峰值電流與輸出功率、輸入電壓平均值、占空比、效率的關(guān)系為： （8-6）這樣當(dāng)占空比為0.8和0.5時的開關(guān)管的峰值電流將為占空比為1時的1.25倍和2倍。流過開關(guān)管（兩個開關(guān)管輪流導(dǎo)通，每個開關(guān)管的占空比分別為0.4和0.25）的有效值電流則分別為峰值電流的0.632倍和0.5倍。例如一個橋式變換器的輸入電壓為400v，輸出功率400w，為了分析方便忽略效率問題。在這種條件下，輸入電流平均值為1a。占空比為0.5的工作模式下，由式（8-3）得到開關(guān)管的峰值電流為輸入電流平均值的2倍，即2a，開關(guān)管的額定電流應(yīng)按2a選擇；每個開關(guān)管（占空

20、比為0.25）的電流有效值為2a峰值電流的0.25倍，即1a；占空比為0.8的工作模式下，開關(guān)管的峰值電流為輸入電流平均值的1.25倍，即1.25a，開關(guān)管的額定電流應(yīng)按1.25a選擇；每個開關(guān)管（占空比為0.4）的電流有效值為1.25a峰值電流的0.4倍，即0.79a；占空比為1的工作模式下，開關(guān)管的峰值電流與輸入電流平均值相同，即1a，開關(guān)管的額定電流應(yīng)按1a選擇；每個開關(guān)管（占空比為0.5）的電流有效值為1a峰值電流的0.5倍，即0.707a，分別為占空比在0.8和0.5時的0.707倍和0.895倍。開關(guān)管的額定電流與占空比0.5和0.8時分別降低到0.5倍、0.8倍。通過以上分析可知

21、：盡可能的增加占空比可以有效地降低流過開關(guān)管、變壓器、輸出整流器的有效值電流和峰值電流。不僅可以降低上述元器件的損耗，而且還可以降低上述元器件的電流額定，可以減小體積和成本。19-4-3 旁路電容器的作用本章的各個電路圖中，我們總能看到電容器cin，這就是通常所說的電源旁路電容器。在各種電子線路中，電源旁路電容器有著降低電源阻抗一致或消除通過電源而產(chǎn)生的各種有害的耦合，降低由于電源的寄生電感而引起的開關(guān)過程的寄生電感釋放儲能的損耗，特別是消除電源的寄生電感在開關(guān)管關(guān)斷過程所產(chǎn)生的過沖電壓。例如電源寄生電感為100nh，電流在20ns內(nèi)變化10a，則電源的寄生電感所產(chǎn)生的過沖電壓為：如果電源電壓

22、僅為12v，很顯然這個電壓過沖就太大了，如果將電源寄生電感降低到20nh，則電壓過沖將降低到10v。這就是電源旁路電容器的作用之一。19-5 高頻變壓器設(shè)計19-5-1 變壓器的結(jié)構(gòu)變壓器是隔離型變換器的主要元件之一，其性能指標的好與壞將直接影響整個電路的性能，因此，在設(shè)計變壓器時應(yīng)該細心設(shè)計為好。在變壓器制作中需要在確保變壓器的絕緣電壓的基礎(chǔ)上盡可能的減小變壓器漏感。（1）變壓器的結(jié)構(gòu)對變壓器性能的影響變壓器的最主要作用是隔離，電器隔離性能應(yīng)符合電氣安全規(guī)則的要求。為了滿足電器安全規(guī)則的要求，通常要在變壓器的初次級之間留有不低于3mm的絕緣邊距（爬電距離），如圖19-14所示的邊沿空隙的方法

23、。邊沿空隙方法（margin wound）-是在骨架邊沿留有不繞線的余留，以提供所需的絕緣邊距要求。圖19-14 變壓器的邊沿空隙繞制方式的結(jié)構(gòu)示意這種方法一直得到比較普遍的應(yīng)用，其主要原因是繞變壓器的漆包線的絕緣強度不能滿足電氣安全規(guī)則的要求，特別是漆包線漆皮的針孔。這種方法的最大缺點是變壓器的繞線空間的浪費和變壓器漏感的增加，尤其是小變壓器尤為嚴重，如ee16磁芯繞線框架僅有約8mm的繞線寬度，如果扣除3mm的邊沿空隙，則有效的繞線寬度僅剩下5mm，變壓器的繞線窗口的利用率大大下降，同時變壓器的漏感也隨之增加。不僅如此，在變壓器的初次級間通常還要能承受50hz、1500v有效值電壓，這往往

24、需要35層變壓器絕緣膠帶，勢必要求初、次級間的耦合變差，在電氣性能上的表現(xiàn)為變壓器的漏感增加。對于50hz變壓器，漏感增加一點似乎不會出現(xiàn)多大問題，但是高頻開關(guān)電源變壓器的漏感增加一點所付出的代價將是開關(guān)管的損耗明顯增加甚至是變壓器的漏感所產(chǎn)生的電壓尖峰將開關(guān)管擊穿！要么就是緩沖電路的損耗增加。怎樣才能取消令人深惡痛絕的變壓器中的邊沿空隙和初次級間的絕緣？問題的關(guān)鍵就是改進漆包線的質(zhì)量，單層絕緣的漆包線的最主要的缺陷是針孔（當(dāng)然也不可否認絕緣電壓可能還不夠），那么在制造漆包線時可以在漆包線上多涂幾次絕緣漆，這樣不僅提高了絕緣電壓，最主要的是徹底的消除了漆包線的漆皮上的針孔，這就是三重絕緣的漆包

25、線。三重絕緣漆包線繞制法（triple insulated）-次級繞組的導(dǎo)線采用三重絕緣漆包線以便任意兩層結(jié)合都滿足電氣強度要求。圖19-15給出三重絕緣法結(jié)構(gòu)?？梢钥闯龀跫壋錆M整個骨架寬度，和輔助繞組之間僅有一層膠帶，在輔助繞組上纏一層膠帶以防止損壞次級繞組導(dǎo)線的三重絕緣層。次級繞組纏在其上，最后纏一層膠帶進行保護。注意繞線和焊接時絕緣不被損壞。圖19-15 三重絕緣漆包線繞制變壓器的結(jié)構(gòu)實際上用三重絕緣漆包線繞制變壓器時，初次級之間可以不附加任何絕緣物（如絕緣膠帶）同樣可以保證絕緣強度。這樣，變壓器的繞線窗口將得到有效的利用，同時變壓器的漏感也可以減小到最小。（2） 變壓器的繞線方法對變壓

26、器性能的影響c型繞線方式：即折返繞制方式，這是最常用的繞線方式。圖19-14示出有2層初級繞組的c型繞線。c型繞線容易實現(xiàn)且成本低，但是導(dǎo)致初級繞組間電容增加?？梢钥闯龀跫墢墓羌艿囊贿吚@到另一邊再繞回到起始邊，這是一個簡單的繞線方法。z型繞線圖19-16示出有2層初級繞組的z型繞線方式?？梢钥闯鲞@種方法比c型繞線復(fù)雜，但是減少了繞組的寄生電容。圖19-16變壓器初級的c型繞法 圖19-17 變壓器初級的z型繞法初次級內(nèi)外繞制方法：圖19-16、圖19-17均為變壓器的初級繞在內(nèi)側(cè)，次級繞在外側(cè)的繞制方式，這種繞制方式的優(yōu)點是簡單，而且通常變壓器的初級繞組的線徑細、次級線徑粗，細線繞在里邊繞制起

27、來比較容易。但是，這種繞法的最大缺點是變壓器的漏感大，變壓器漏感在開關(guān)過程中需要將漏感中的儲能完全釋放，通常會產(chǎn)生比較高的尖峰電壓，對開關(guān)管的沖擊比較大。這個沖擊在反激式開關(guān)電源中尤為明顯。這個變壓器漏感的儲能必然消耗在緩沖電路或箝位電路，漏感越大，需要的緩沖電路越大，所產(chǎn)生的損耗越大，降低了開關(guān)電源的效率。因此，應(yīng)該選擇變壓器漏感比較小的繞制方法。最常見的是初級分成兩段，分別繞在次級的內(nèi)測和外側(cè)，如圖19-18。圖19-18 變壓器初級分開繞制示意圖另一方面把初級繞組分開繞制的方法也可以減少漏電感。分開的初級繞組是最里邊第一層繞組，第二層初級繞在外邊。這需要骨架有空余引腳讓初級繞組的中心點連

28、接其上，這對改善耦合有意義。如果變壓器得出次級間要求的絕緣電壓不高或采用絕緣電壓高的漆包線，則可以采用變壓器漏感最小的繞法，即初次級繞組絞在一起繞。這樣初次級繞組所約束的磁力線大致重合，使變壓器漏感達到最小。如果是推挽式逆變器，則僅僅需要變壓器的兩個初級之間的漏感達到最小即可。19-5-2 變壓器設(shè)計如果逆變器的開關(guān)頻率選50khz，輸入電壓為914.4v，輸出電壓350v輸出功率選100w，輸出電壓為350v，逆變器的開關(guān)頻率為50khz。變壓器的設(shè)計可以通過以下步驟實現(xiàn)。（1）變壓器磁芯的確定可以選擇最常見而又最便宜的ei40，這個磁芯可能會大一些，但是作為競賽，這種選擇也是可以的。由于開

29、關(guān)頻率選擇50khz，一般的功率鐵氧體磁芯都可以滿足要求，磁感應(yīng)強度可以選擇1500gs，即0.15mt。（2）變壓器初次級繞組的匝數(shù)ei40磁芯參數(shù)：ei40磁芯幾何尺寸如圖19-19。圖19-19 ei40磁芯幾何尺寸磁芯有效截面積：1.48cm2。變壓器初級繞組匝數(shù)可以采用下面的公式： （8-7）式中：einmax為直流母線電壓最高電壓，為14.4v；bm為磁感應(yīng)強度，單位為高斯；ae為磁芯有效截面積，單位cm2；ton為開關(guān)管導(dǎo)通時間，單位微秒。變壓器次級繞組匝數(shù)為： （8-8）選用etd29磁芯時，根據(jù)式（8-7），得變壓器初級繞組7+7匝。根據(jù)式（8-8），次級繞組為170匝。選用

30、ei40磁芯時，根據(jù)式（8-7），得變壓器初級繞組3.2+3.2匝，選4+4匝。根據(jù)式（8-8），次級繞組為97匝。（3）變壓器初次級繞組導(dǎo)線的選擇與繞法初級繞組電流有效值。在最低輸入電壓下（9v）輸出100w的功率（為分析方便，考慮效率為100%）每個初級繞組要流過的有效值電流約為：7.5a（100/9的1/2）。按每平方毫米流過3a有效值電流的電流密度，除級繞組需要3mm2的導(dǎo)線截面積。由于流過的電流時 “高頻”電流，趨膚效應(yīng)效應(yīng)將很明顯，同時單股3mm2的導(dǎo)線很難繞在框架中。解決的方法有兩種，其一初級繞組選擇銅箔，可以選擇0.05厚的銅箔三層并繞，兩個初級繞組相間，即三層銅箔加一層絕緣膠

31、帶再加三層銅箔的繞法。由于電路為推挽式變換器，僅初級兩個繞組之間的漏感做到最小就可以了。因此可以選擇初級在內(nèi)，次級在外的簡單繞法。次級繞組的電流有效值約為0.3a，可以選擇0.1mm2的漆包線，線徑為0.47mm即可。19-6 輸出整流濾波電路輸出整流器可以采用最常見的單相橋式整流電路，可以選擇mur460超快恢復(fù)二極管構(gòu)成的單相橋式整流電路。輸出濾波電路可以采用lc濾波電路結(jié)構(gòu)。整個輸出整流濾波電路如圖19-20。圖19-20 輸出整流濾波電路考慮后面的50hz逆變器的紋波電流，輸出濾波電容器應(yīng)選用esr低的聚酯電容器，電容量為3.3f+3.3f；輸出濾波電感可以選用ei25磁芯，用0.47

32、mm漆包線繞70100匝，磁路留0.5mm左右的氣隙即可。19-7 輸出側(cè)逆變電路與驅(qū)動電路設(shè)計輸出逆變電路應(yīng)采用橋式逆變電路，這樣就需要有兩個高邊驅(qū)動電路，為了簡化驅(qū)動電路，驅(qū)動電路可以選擇兩只ir2110半橋驅(qū)動器構(gòu)成全橋驅(qū)動電路。輸出側(cè)逆變電路中開關(guān)管可以選擇耐壓500v的mosfet，如irf840。這樣輸出逆變電路如圖19-21圖19-21 輸出側(cè)逆變電路與驅(qū)動電路原理框圖19-8 正弦信號的產(chǎn)生與正弦化脈沖寬度調(diào)制的設(shè)計19-8-1正弦波振蕩器利用運算放大器可以實現(xiàn)rc橋式振蕩器（參見康華光編寫的“模擬電子技術(shù)基礎(chǔ)”模擬部分，第四版，397頁），電路如圖19-22。圖19-22 利

33、用集成運算放大器構(gòu)成的文氏電橋正弦波振蕩器如果振蕩頻率為50hz，定時電容與定時電組的選取為：定時電容c選0.033f；對應(yīng)的定式電阻r為96.5k，可以用91k與5.6k串聯(lián)。反相端的反饋電阻選20k，根據(jù)文氏電橋振蕩器的起振條件，選反相輸入端對地電阻為6.8k。集成運算放大器選擇op07，也可以選擇lm741。采用這種電路在理論上是可行的，在實際上卻是不可行的，在競賽前如果沒有實際調(diào)試過這種電路，這個電路很可能就是陷阱，使得在其他電路都很成功時這個電路不工作或者不能產(chǎn)生正弦波信號導(dǎo)致競賽試題失??！原因在哪里？就是電路戚震的條件：閉環(huán)增益等于3，如果大于3就會變成方波，如果小于3將不起振。在

34、實際電路中，很難確保電路的閉環(huán)增益等于3而不是大于3或小于3，因此，如果不采取措施這個電路很難正常工作。由于電子設(shè)計競賽是不計成本的因此在電子設(shè)計競賽中最好的辦法就是采用專用的函數(shù)發(fā)生電路icl8038應(yīng)用icl8038的最簡單的應(yīng)用電路，得到50hz正弦波輸出即可。電路如圖19-23。圖19-23 icl8038的最簡單的應(yīng)用電路根據(jù)icl8038數(shù)據(jù)表中所給的頻率計算方法確定定時電阻、定時電容器的參數(shù)：定時電容器0.33f，定時電阻（ra-rb）20k。19-8-2 三角波發(fā)生電路三角波發(fā)生電路可以有兩種方式，采用多諧振蕩器與積分器構(gòu)成方波-三角波發(fā)生電路，或采用遲滯比較器與積分器構(gòu)成方波

35、-三角波發(fā)生電路。前者可以工作在比較高的頻率，而后者如果遲滯比較器采用集成運算放大器而不是專用的比較器，則可以正常的工作頻率將會受到限制。（1） 采用多諧振蕩器與積分器構(gòu)成方波-三角波發(fā)生電路采用多諧振蕩器與積分器構(gòu)成方波-三角波發(fā)生電路如圖19-24。圖19-24 采用多諧振蕩器與積分器構(gòu)成方波-三角波發(fā)生電路圖19-24電路的u1選用4000系列的cd40106（國標型號為cc40106），u2為優(yōu)值運算放大器中的tl080或tl082。電源電壓選擇15v，即vcc為+15v，vee為-15v。dc40106的vdd接+15v，vss接gnd而不是-15v。電路參數(shù)的確定：設(shè)u1電源電壓為

36、15v，u2電源電壓為15v。由u1構(gòu)成的多諧振蕩器的頻率為：單位：f：赫茲、r1：、c1：法拉。如果開關(guān)頻率為3khz，r1：100k，對應(yīng)的電容器的電容量c1則為：4.017nf，選3.9nf，則對應(yīng)的r1為97k。如果定時電容c1選3.9nf，定時電阻r1選100k，則對應(yīng)的多諧振蕩器的頻率為2910hz，對應(yīng)的周期為343.6s，半個周期為172s。接近于3000hz，可以接受。三角波輸出電壓幅度與積分電容器的選擇如果正弦信號幅值為5v，對應(yīng)的三角波幅度應(yīng)大于這個數(shù)值，可以選取5.5v。這時，對應(yīng)的積分電路的參數(shù)將如下確定：選r2阻值10k，對應(yīng)的積分電容器c3的電容量計算如下：首先得

37、出積分器輸入電阻的電流，再根據(jù)集成運算放大器的虛地原理確定積分電容器的電流，最后通過積分器輸出電壓幅度與頻率推出電容器的電容量?？紤]多諧振蕩器采用4000系列cmos數(shù)字電路，電源電壓選用與集成運算放大器兼容的15v電壓。為了獲得正負交變的方波信號，多諧振蕩器輸出用電容器耦合隔離直流分量，從而得到7.5v的對稱方波。7.5v的對稱方波被施加到積分器的輸入電阻上，得到0.75ma的輸入電流。根據(jù)集成運算放大器的虛地原理，這個0.75ma的電流將流過積分電容器。經(jīng)過172s的時間，電容器的電壓變化幅度為11v，即5.5v。所需要的電容量為：可以選取聚酯電容器或其它介質(zhì)的溫度系數(shù)小的電容器，用一只5

38、6nf與一只2.7nf的電容器并聯(lián)即可。一般的電容器的精度可以達到5%。一般可以滿足要求。不需要進一步的精確調(diào)節(jié)。如果一定要保證輸出電壓精度的話，可以將輸入電阻r2用一只9.1k的固定電阻與1.5k的可調(diào)電阻串聯(lián)替代原來的10k電阻。用于確定積分器直流工作點電阻r5可以選取2.2m。集成運算放大器同向輸入端的匹配電阻可以選擇10k。從上述分析與計算中可以看到，圖20-5電路需要兩只不同型不同電源電壓的集成電路，應(yīng)用起來顯得稍有復(fù)雜?？紤]本試題方波-三角波發(fā)生電路的頻率比較低，方波輸出不需要特別高的輸出電壓擺動速率。如果選用優(yōu)值集成運算放大器的tl082，輸出電壓擺動速率可達13v/s，如果選用

39、6.8v輸出電壓箝位，其輸出電壓轉(zhuǎn)換時間約1s，僅占整個周期的0.6%。對電路性能影響不大。但是如果應(yīng)用通用集成放大器lm741或lm1458，輸出電壓擺動速率僅0.5v/s，其輸出電壓轉(zhuǎn)換時間約26s，占整個周期的15%，這個結(jié)果將是絕不允許的?。?） 采用遲滯比較器與積分器構(gòu)成方波-三角波發(fā)生電路采用遲滯比較器與積分器構(gòu)成方波-三角波發(fā)生電路如圖19-25。圖19-25 采用遲滯比較器與積分器構(gòu)成方波-三角波發(fā)生電路遲滯比較器輸出端與同相輸入端所連接的限幅穩(wěn)壓二極管，可以選擇溫度系數(shù)最低的6.2v穩(wěn)壓值。所得到的方波輸出電壓約為6.8v。在3000hz的開關(guān)周期時，如果積分電容器的電容量仍

40、選擇用一只56nf與一只2.7nf的電容器并聯(lián)。則對應(yīng)的積分器輸入電阻為9.07k，可以選擇9.1k電阻。積分器的同輸入相端的匹配電阻r4也為9.1k。確定積分器直流工作點電阻r6可以選取2.2m。遲滯比較器的反饋電阻r3選擇22k，積分器輸出電壓為5.5v使遲滯比較器輸出電壓反轉(zhuǎn)，對應(yīng)。的方波電壓與遲滯比較器的輸出電壓經(jīng)過r2、r3疊加到遲滯比較器同相輸入端的電壓應(yīng)該為零。這時的遲滯比較器的輸入電阻應(yīng)為：得r3=17.94k，選擇18k。遲滯比較器的反相輸入端可以直接接gnd，也可以通過匹配電阻r1接gnd，匹配電阻可以選10k。19-8-3 脈沖寬度調(diào)制電路脈沖寬度調(diào)制電路幾乎無一例外的采

41、用通用比較器實現(xiàn)，而不要采用集成運算放大器，主要原因是集成運算放大器的響應(yīng)速度相對太慢。不僅如此，集成運算放大器的輸出電壓擺動速率遠遠不如比較器。經(jīng)常應(yīng)用的集成運算放大器的輸出電壓擺動速率一般在1v/s上下，除非選用優(yōu)質(zhì)運算放大器（如tl080系列），輸出電壓擺動速率可以達到10v/s左右。而比較器可以在數(shù)十納秒完成輸出電壓的高低電平的轉(zhuǎn)換，也就是“輸出電壓擺動速率”可以達到每微秒數(shù)百伏，甚至更高。從容易買到和成本低廉角度考慮，比較起通常選用四比較器lm339或雙比較器lm393，也可以是單比較器lm311。相對而言，lm311的實際應(yīng)用電路比lm339/393復(fù)雜一些，而且價格也可能高一點。考慮到輸入信號是雙極性，而最終得脈沖寬度調(diào)制信號應(yīng)該