8PSK調(diào)制解調(diào)過(guò)程總結(jié)

1、 8PSK信號(hào)調(diào)制解調(diào)模塊總結(jié)一、8PSK信號(hào)發(fā)送端的調(diào)制對(duì)1800Hz單載波進(jìn)行碼元速率恒為2400Bd的8PSK調(diào)制，即對(duì)于每個(gè)碼元調(diào)制所得的信號(hào)長(zhǎng)度等于四分之三個(gè)載波信號(hào)周期。發(fā)送端完整的信號(hào)調(diào)制框圖如下所示：信息的發(fā)送是以數(shù)據(jù)幀的形式進(jìn)行發(fā)送的，每次只發(fā)送一個(gè)數(shù)據(jù)幀，而不是連續(xù)發(fā)送的，這樣信息在發(fā)送前發(fā)送端就不需要先跟接收端建立連接，但同時(shí)在對(duì)信號(hào)進(jìn)行信源編碼，信道編碼和前導(dǎo)及探測(cè)報(bào)頭序列的過(guò)程中則降低了信號(hào)傳送的效率。數(shù)據(jù)幀主要包括兩部分即前導(dǎo)及探測(cè)報(bào)頭序列和所要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)部分。調(diào)制框圖中各個(gè)模塊的功能如下所示：1、截尾卷積編碼一般情況下，卷積編碼的時(shí)候在輸入信息序列輸入完畢后都還要

2、再輸入一串零比特的數(shù)據(jù)用于對(duì)移位寄存器進(jìn)行復(fù)位，這樣在一定程度上影響了信源的編碼效率。而截尾卷積編碼則是在每次編碼完成后不對(duì)移位寄存器進(jìn)行復(fù)位操作，而是將上次編碼后編碼寄存器的狀態(tài)作為下次編碼時(shí)移位寄存器的初始狀態(tài)。這樣一方面使得信源的編碼的碼率得到了提高，另一方面也增加了信息的安全性，因?yàn)榻邮斩酥挥兄腊l(fā)送端編碼器中的移位寄存器的初始狀態(tài)或者付出比較大的解碼代價(jià)的情況下才能對(duì)接收到的信號(hào)進(jìn)行解調(diào)，否則解調(diào)出來(lái)的永遠(yuǎn)是亂碼。2、交織碼元的交織其實(shí)是屬于信道編碼，交織的目的是通過(guò)將信息在信道中受到的突發(fā)連續(xù)差錯(cuò)分散開來(lái)，使得接收到的信號(hào)中的差錯(cuò)趨向于隨機(jī)差錯(cuò)，降低接收端信息解調(diào)出錯(cuò)的概率，從而提

3、高通信中信息的可靠性。交織的方法一般是用兩個(gè)適當(dāng)大小的矩陣，同一時(shí)間一個(gè)用于數(shù)據(jù)的存儲(chǔ)另外一個(gè)則用于數(shù)據(jù)的讀取，而且兩個(gè)矩陣的存取或者輸出是交替的。輸入序列按照逐行（列）的順序存儲(chǔ)到其中的一個(gè)矩陣中，而輸出序列則是按照逐列（行）的順序從另一個(gè)矩陣中讀取。通常矩陣越大，則對(duì)于連續(xù)性的突發(fā)錯(cuò)誤的分散效果越好，但是編碼的時(shí)延也就越大。3、Walsh碼Walsh碼是一種同步正交碼，在同步傳輸?shù)那闆r下，具有良好的自相關(guān)特性和處處為零的互相關(guān)特性。其編碼所得到的碼元都是取自Hadamard矩陣的行或者列。理論上，信號(hào)如果在信道中是相互正交的，那么信號(hào)之間的相互干擾就可以達(dá)到零了。但是由于信號(hào)的多徑效應(yīng)和其

4、他非同步信號(hào)的干擾，使得信道中的信號(hào)并不是完全正交的，干擾也就不為零了。所以實(shí)際情況下，Walsh碼一般都只是作為擴(kuò)頻碼來(lái)使用。擴(kuò)頻簡(jiǎn)單地說(shuō)就是將傳輸信號(hào)的帶寬擴(kuò)展到更寬的頻帶上去。在信道的傳輸過(guò)程中，由于信號(hào)的頻譜擴(kuò)展了，其幅值也隨之減小，使得信號(hào)很好地隱藏在噪聲之中，即可以用比較低的發(fā)送功率來(lái)傳輸信號(hào)，同時(shí)提高信號(hào)的保密性。而在接收端對(duì)信號(hào)進(jìn)行解調(diào)的時(shí)候，只是將擴(kuò)展后的信號(hào)的功率譜縮回來(lái)使得其功率譜的幅值大大增加，而并沒(méi)有改變接收信號(hào)中噪聲功率譜的幅值，這樣就能夠大大提高接收端的信噪比，從而提高信號(hào)的抗干擾能力。4、PN碼Walsh碼的自相關(guān)特性和互相關(guān)特性在實(shí)際的應(yīng)用中都不夠理想，即信號(hào)

5、經(jīng)過(guò)多徑信道時(shí)，不同徑之間不同信號(hào)之間都會(huì)產(chǎn)生嚴(yán)重的干擾。為此，可以用相關(guān)性較好的偽隨機(jī)序列與Walsh碼模8相加，這時(shí)得到的碼元序列既保持了Walsh碼的正交性，同時(shí)又大大改善了其相關(guān)特性，使其相關(guān)功率譜的旁瓣大大減小。該調(diào)制中所用到的偽隨機(jī)序列即PN序列（Pseudorandom Noise偽噪聲序列）。通常所說(shuō)的M序列和m序列即為短PN序列和長(zhǎng)PN序列。將Walsh編碼和PN碼模8相加后，所得到的信息序列在傳輸中的抗多徑引起的干擾性能就能夠得到較大的提高了。5、前導(dǎo)及探測(cè)報(bào)頭序列前導(dǎo)序列及探測(cè)報(bào)頭就是在信息發(fā)送之間加在數(shù)據(jù)幀前相對(duì)于接收端已知的序列。前導(dǎo)及探測(cè)報(bào)頭序列的作用是用于接收端對(duì)

6、信號(hào)的捕獲，信道的估計(jì)、均衡和對(duì)接收信號(hào)頻偏的估計(jì)。若沒(méi)有在發(fā)送信息前加上前導(dǎo)及探測(cè)報(bào)頭，則接收端沒(méi)法判斷接收到的信號(hào)到底是噪聲還是發(fā)送端發(fā)送的消息，信號(hào)也就無(wú)法解調(diào)。6、8PSK調(diào)制8PSK信號(hào)的調(diào)制主要包括對(duì)每輸入的三個(gè)比特信號(hào)映射到同相支路和正交支路上的相應(yīng)電平，并對(duì)兩路的電平分別進(jìn)行濾波，最后再將濾波所得的同相支路和正交支路的信號(hào)調(diào)制到頻帶上去。其調(diào)制框圖如下所示：對(duì)信號(hào)進(jìn)行濾波的作用是一方面對(duì)信號(hào)所占的帶寬進(jìn)行壓縮，另一方面是提高信號(hào)抗噪聲干擾的能力。當(dāng)發(fā)送端和接收端所用到的濾波器都為根號(hào)升余弦濾波器的時(shí)候，能夠有效地濾除信號(hào)傳輸過(guò)程中所受到的噪聲干擾，降低系統(tǒng)的誤碼率。根號(hào)升余弦濾

7、波器的沖激響應(yīng)為：其中為根號(hào)升余弦濾波器的滾降系數(shù)，濾波器的滾降系數(shù)越高則其濾波性能越好，同時(shí)減少抽樣定時(shí)脈沖的誤差，但是占用的帶寬也就越寬，一般選擇在0.20.6之間。二、8PSK信號(hào)接收端的解調(diào)接收端在對(duì)信號(hào)進(jìn)行解調(diào)的時(shí)候主要解決的問(wèn)題包括： 傳輸過(guò)程中多普勒效應(yīng)產(chǎn)生的頻移；時(shí)延產(chǎn)生的多徑效應(yīng)；對(duì)接收到的碼元序列進(jìn)行解碼。8PSK信號(hào)接收端的解調(diào)框圖如下所示：其中所包含的各個(gè)模塊及其功能如下所示：1、去載波低通濾波該模塊的是利用已知的發(fā)送端載波頻率的正弦波信號(hào)和接收采樣所得的信號(hào)進(jìn)行相乘，所得的結(jié)果包括兩部分，即載波的倍頻部分和基帶部分，其中不考慮接收信號(hào)在傳輸過(guò)程中由于干擾導(dǎo)致的頻率變化

8、。然后將所得的信號(hào)進(jìn)行低通濾波，即可將前一步所得的信號(hào)中的載波倍頻部分濾除而只保留信號(hào)的基帶部分。該過(guò)程相當(dāng)于將接收到信號(hào)的頻譜從一定的頻段上搬移到基帶上，以便于后面模塊對(duì)信號(hào)的解調(diào)。2、信號(hào)的捕獲在對(duì)信號(hào)進(jìn)行解調(diào)前應(yīng)先解決的問(wèn)題是從什么時(shí)候開始接收到的不是噪聲而是發(fā)送端發(fā)送過(guò)來(lái)的信息，即尋找信號(hào)的起始時(shí)刻。這時(shí)候就可以利用已知的發(fā)送數(shù)據(jù)幀的前導(dǎo)及探測(cè)報(bào)頭序列，在接收端用已知的前導(dǎo)及探測(cè)報(bào)頭序列和接收信號(hào)進(jìn)行相關(guān)，理想情況下當(dāng)接收端正好接收到完整的前導(dǎo)及探測(cè)報(bào)頭序列的時(shí)候相關(guān)值會(huì)達(dá)到最大，而在離最大相關(guān)值較遠(yuǎn)的地方則相關(guān)值都會(huì)相對(duì)小得多。實(shí)現(xiàn)時(shí)，落入滑動(dòng)窗的序列和本地序列做相關(guān)，然后做FFT變

9、換，對(duì)變換后的譜峰進(jìn)行判斷。之所以不直接用序列的相關(guān)值來(lái)進(jìn)行判斷是因?yàn)橄嚓P(guān)值會(huì)受頻差的影響而使相關(guān)失效。當(dāng)接收序列和本地序列同步的時(shí)候會(huì)，相關(guān)FFT會(huì)出現(xiàn)明顯的譜峰，而當(dāng)沒(méi)有同步的時(shí)候，相關(guān)FFT不會(huì)出現(xiàn)明顯的譜峰。如果譜峰沒(méi)有達(dá)到門限，則采樣序列向前移動(dòng)，若達(dá)到門限則將其記錄，并向前移動(dòng)，將連續(xù)幾個(gè)點(diǎn)的譜峰都達(dá)到門限值的點(diǎn)作為粗同步的位置（一般要求要有連續(xù)五個(gè)相關(guān)值達(dá)到門限）。比較其譜峰值，選取譜峰最大的點(diǎn)作為捕獲點(diǎn)。譜峰的門限要根據(jù)實(shí)際經(jīng)驗(yàn)而定，因?yàn)樾盘?hào)在傳輸過(guò)程中信道的參數(shù)是變化的。實(shí)現(xiàn)信號(hào)的捕獲時(shí)即實(shí)現(xiàn)了信號(hào)的粗同步，粗同步可以用來(lái)實(shí)現(xiàn)粗頻偏估計(jì)。數(shù)據(jù)幀頭位置的捕獲只是實(shí)現(xiàn)了信號(hào)的碼元

10、級(jí)同步，之后還需進(jìn)行位同步。捕獲是否成功很大程度上決定了接收端是否能夠接收到發(fā)送的信號(hào)，所以捕獲時(shí)的相關(guān)序列應(yīng)該足夠長(zhǎng)（探測(cè)報(bào)頭384碼元），從而確保系統(tǒng)有足夠的抗干擾能力。但是當(dāng)序列太長(zhǎng)時(shí)，F(xiàn)FT變換的計(jì)算量就很大，所需的時(shí)間也會(huì)比較長(zhǎng)，可以將本地序列進(jìn)行分段，然后進(jìn)行分段的相關(guān)和FFT變換，以減少計(jì)算量，但是這樣帶來(lái)的后果是信號(hào)的捕獲率將會(huì)有所降低，所以要對(duì)運(yùn)算量和捕獲率進(jìn)行權(quán)衡?；瑒?dòng)步長(zhǎng)的大小和每次作相關(guān)FFT運(yùn)算所需要的指令數(shù)有關(guān)，每個(gè)步長(zhǎng)內(nèi)DSP所能執(zhí)行的指令數(shù)應(yīng)該不少于每次相關(guān)FFT運(yùn)算所需的指令數(shù)，不然就會(huì)影響到信號(hào)解調(diào)的實(shí)時(shí)性。3、第一次頻偏估計(jì)實(shí)際情況下，信號(hào)在傳輸?shù)倪^(guò)程中由

11、于受到各種各樣的干擾和多普勒效應(yīng)的影響，當(dāng)信號(hào)達(dá)到接收端的時(shí)候其頻率或多或少的都會(huì)發(fā)生一定的變化。所以接收機(jī)的目的不是在一個(gè)不變的頻率上接收信號(hào)，而是在不同的頻率上得到信號(hào)的不同部分，在對(duì)信號(hào)進(jìn)行采樣之前要么對(duì)接收信號(hào)的頻率進(jìn)行調(diào)整，要么對(duì)接收端的采樣頻率進(jìn)行調(diào)整，事實(shí)上對(duì)接收到的信號(hào)頻率進(jìn)行調(diào)整要比對(duì)采樣率進(jìn)行調(diào)整簡(jiǎn)單，所以一般情況下都是對(duì)接收信號(hào)的頻率進(jìn)行調(diào)整，具體調(diào)整多少就要先對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行頻偏估計(jì)才知道。第一次頻偏估計(jì)采用的方法是利用探測(cè)報(bào)頭碼元與本地序列進(jìn)行相乘，若本地序列的頻率為，接收到的信號(hào)頻率為，那么理想情況下，兩序列相乘則得到的結(jié)果中僅包含頻率為和的分量，其中即為所想要求的頻

12、偏值。這時(shí)可以對(duì)相乘所得的結(jié)果進(jìn)行FFT變換，將時(shí)域上的信號(hào)變換到頻域上去，就可以很容易地根據(jù)頻域中低頻段上的頻譜峰值的位置估計(jì)出頻偏的大小，最后再利用估計(jì)出的頻偏值對(duì)接收到的信號(hào)進(jìn)行調(diào)整。由于前面的粗同步只是碼元級(jí)別上的同步，所以第一次頻偏估計(jì)所得到的頻偏值不夠精確，調(diào)整后的信號(hào)可能還存在一定的相位差。4、位同步信號(hào)的捕獲位置并不一定是最佳的采樣時(shí)刻，接收信號(hào)經(jīng)過(guò)粗同步的調(diào)整后雖然頻率已經(jīng)基本正確，但是其中可能還存在一定的相位差，所以必須對(duì)信號(hào)再次進(jìn)行同步，即精同步。由于信號(hào)經(jīng)過(guò)粗同步以后就已經(jīng)實(shí)現(xiàn)了碼元級(jí)的同步，表明信號(hào)的精確采樣位置肯定在粗同步位置及其前一碼元和后一碼元之間的某個(gè)位置上，

13、要找出其確切的位置則可以利用本地已知的探測(cè)報(bào)頭序列和從粗同步位置的前一碼元到后一碼元之間的序列進(jìn)行滑動(dòng)相關(guān)。相關(guān)值最大的位置即為所要尋找的精同步位置，即最佳采樣時(shí)刻的位置。5、第二次頻偏估計(jì)在對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行第一次頻偏估計(jì)和位同步之后，就基本上能夠使得探測(cè)報(bào)頭的位置精確到采樣點(diǎn)級(jí)別。但是由于第一次頻偏估計(jì)具有估計(jì)范圍大，估計(jì)精度差的特點(diǎn)，為了使得就收信號(hào)的頻率更加準(zhǔn)確有必要對(duì)位同步后的信號(hào)再進(jìn)行一次頻偏估計(jì)。第二次頻偏估計(jì)利用前面已經(jīng)得到的接收信號(hào)中主徑和多徑的精確位置，將本地序列分別和主徑信號(hào)和多徑信號(hào)進(jìn)行相關(guān)FFT，再將得到的兩個(gè)信號(hào)頻譜進(jìn)行線性疊加，并進(jìn)行線性擬合，這樣得到的頻譜圖包含主徑

14、和多徑的信息，為頻偏估計(jì)提供了更加可靠的信息。第二次頻偏估計(jì)具有頻偏估計(jì)范圍小，估計(jì)精度高的特點(diǎn)，所以在高速移動(dòng)的環(huán)境下，將兩次頻偏結(jié)合起來(lái)就能夠大大地提高信號(hào)傳輸?shù)目煽啃?。?duì)于雙方都有信息收發(fā)的通信系統(tǒng)而言，可以將主要的頻偏工作交給其中的一方，而另一方則只要對(duì)收到的信號(hào)頻率進(jìn)行稍微的調(diào)整就行了。如開始的時(shí)候發(fā)送端發(fā)送的信號(hào)頻率為，傳輸過(guò)程中由于多普勒效應(yīng)使得接收端接收到的信號(hào)頻率為，若接收端能將其中的頻偏準(zhǔn)確地估計(jì)出來(lái)，則下次原來(lái)的接收端在將新的消息發(fā)送給原來(lái)的發(fā)送端的時(shí)候就可以調(diào)整其發(fā)送信號(hào)的頻率為，而不是。理想情況下，如果信道的特性在兩個(gè)信號(hào)傳輸?shù)倪^(guò)程中都保持不變的情況下，那么原來(lái)發(fā)送端

15、接收到的信號(hào)的頻率就為，就不用再對(duì)接收的信號(hào)進(jìn)行頻偏估計(jì)了。6、均衡信道均衡的主要功能是用于消除由于信號(hào)在傳輸過(guò)程中經(jīng)歷頻率選擇性衰落所引起的碼間干擾。一般情況下若要使用的不是自適應(yīng)均衡，那么在對(duì)信號(hào)進(jìn)行均衡的時(shí)候要用到信道的各種參數(shù)，那么就應(yīng)先對(duì)信道進(jìn)行估計(jì)。信號(hào)在傳輸過(guò)程中會(huì)有多徑效應(yīng)，所以應(yīng)該對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行信道估計(jì)，找出其中的主徑和多徑（一般情況下只要找出其中一條主要的多徑即可）。信道估計(jì)即在粗同步位置周圍將接收信號(hào)和本地序列進(jìn)行相關(guān)，找出其中的峰值，其目的就是找出接收信號(hào)中主徑信號(hào)和多徑信號(hào)的精確起始位置。在好的信道中，若信道的信噪比比較低，則主徑的第一個(gè)旁瓣和多徑的主瓣有可能重疊在一

16、起，導(dǎo)致多徑判決出現(xiàn)偏差。這時(shí)可以采用主徑重構(gòu)的方法來(lái)解決該問(wèn)題，即利用本地序列的相關(guān)圖重構(gòu)出理想情況下主徑的相關(guān)圖，然后再用總的相關(guān)圖減去主徑序列的相關(guān)圖，即可得到多徑序列的相關(guān)圖根據(jù)所得的主徑和多徑的位置就可以進(jìn)行均衡了。自適應(yīng)均衡器中的均衡系數(shù)可以實(shí)現(xiàn)自動(dòng)調(diào)整，所以均衡前可以先不對(duì)信道進(jìn)行估計(jì)，經(jīng)常使用的線性橫向均衡器（LTE）如下圖所示：圖中抽頭系數(shù)的調(diào)整算法包括最小均方誤差法（LMS）和遞歸最小二乘法（RLS）。其中LMS采用的準(zhǔn)則是使均衡器的期望輸出值和實(shí)際輸出值之間的均方誤差（MSE）最小化。而RLS的準(zhǔn)則是對(duì)初始時(shí)刻到當(dāng)前時(shí)刻所有誤差的平方進(jìn)行平均并使其最小化。由此可以看出雖然

17、RLS算法收斂性好，但是其運(yùn)算量也大得多。除了圖中所示的線性橫向均衡器外，還包括線性格型均衡器（LLE）、判決反饋均衡器（DFE）和分?jǐn)?shù)間隔均衡器。其中線性格型均衡器最復(fù)雜，但收斂速度也快，系數(shù)也優(yōu)良。判決反饋均衡器能夠很好地解決后尾效應(yīng)，適于有嚴(yán)重失真的無(wú)線信道，但同時(shí)也可能導(dǎo)致誤碼擴(kuò)散。分?jǐn)?shù)間隔的均衡器和其他的均衡器不一樣，其他均衡器的采樣周期都是碼元周期，即都可以稱得上是碼率均衡器，但是分?jǐn)?shù)間隔均衡器的采樣周期小于碼元周期的一半，故所得的信號(hào)不會(huì)出現(xiàn)頻譜的混疊現(xiàn)象。7、截尾卷積譯碼由于截尾卷積碼在進(jìn)行編碼前沒(méi)有對(duì)編碼器的移位寄存器進(jìn)行復(fù)位操作，所以在接收端對(duì)其進(jìn)行解碼的情況下，如果不清楚其初始狀態(tài)，那么就要付出額外的代價(jià)才能對(duì)其進(jìn)行解碼。目前