陜西省大學(xué)生電子競(jìng)賽報(bào)告(提高功率因數(shù))課件

1、摘要本方案設(shè)計(jì)了一個(gè)單相AC-DC變換器，變換器的輸入電壓為20V30V交流電壓,輸出為36V直流電壓，最大輸出電流2.5A。變換器的主電路由Boost 功率因數(shù)校正電路加Buck電路構(gòu)成。Boost電路采用UC3854模擬芯片控制實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正（PFC），使?jié)M載功率因數(shù)達(dá)到了0.996。Buck電路使用模擬芯片UC3844控制，輸出電壓的穩(wěn)態(tài)溫差誤差小于0.5%。系統(tǒng)的主控芯片采用Atmega128單片機(jī)控制，實(shí)時(shí)顯示了電路的功率因數(shù)。本變換器連續(xù)運(yùn)行，工作可靠。關(guān)鍵詞：功率因數(shù)校正 UC3854 Atmega128單片機(jī) Buck電路一題目分析AC/DC變換是將交流變換為直流，AC/DC

2、轉(zhuǎn)換器就是將交流電變?yōu)橹绷麟姷脑O(shè)備，其功率流向可以是雙向的，功率流由電源流向負(fù)載的稱為“整流”，功率流由負(fù)載返回電源的稱為“有源逆變”。AC/DC變換器輸入為50/60Hz的交流電，因必須經(jīng)整流、濾波，因此體積相對(duì)較大的濾波電容器是必不可少的，同時(shí)因遇到安全標(biāo)準(zhǔn)（如UL、CCEE等）及EMC指令的限制（如IEC、FCC、CSA），交流輸入側(cè)必須加EMC濾波及使用符合安全標(biāo)準(zhǔn)的元件，這樣就限制AC/DC電源體積的小型化，另外傳統(tǒng)的AC-DC變換由交流電網(wǎng)經(jīng)不控整流電路采用電容濾波獲得直流電壓，這種變換電路主要缺點(diǎn)有：（a）、輸入交流電壓是正弦波，但輸入的交流電流是脈沖電流，波形嚴(yán)重畸變，干擾電網(wǎng)

3、電壓，產(chǎn)生向四周輻射和沿導(dǎo)線傳播的電磁干擾；（b）、為了得到可調(diào)的直流電壓，采用晶閘管可控整流電路，但脈動(dòng)很大，需要很大的濾波器才能得到平穩(wěn)的直流電壓；此外交流電流中含有大量的諧波電流，使電網(wǎng)中電流波形嚴(yán)重畸變，電源的輸入功率因數(shù)低，利用效率下降。所以我們需要一種可行的方案來(lái)解決這一問(wèn)題。二方案的論證與比較1.總體方案設(shè)計(jì)與比較方案一 不控整流電路：由整流橋和電解電容構(gòu)成的一種簡(jiǎn)單的AC-DC變換器的方案。這種方案的電路簡(jiǎn)單，設(shè)計(jì)容易，元器件較少，成本相對(duì)較低，但是輸入電流諧波很大，會(huì)對(duì)電網(wǎng)和其他用電設(shè)備造成很大的污染，因此，一般不采用此方案。方案二 采用反激式功率因數(shù)校正器方案：采用圖1的反

4、激式變換器電路，工作模式為DCM，下圖雙半波正弦虛線為電流峰值ip的包絡(luò)線，三角波為輸入電流i1的波形,取平均值，則輸入電流i1近似為雙半波正弦。在該模式下，對(duì)輸入電路而言，DC-DC變換器等效為一個(gè)受占空比D控制的無(wú)損電阻，可使輸入端功率因數(shù)近似等于1。 圖1. 反激式功率因數(shù)校正電路采用該方案的優(yōu)點(diǎn)是有絕緣隔離，Vo可大于或小于，控制簡(jiǎn)單，輸入電流自動(dòng)為正弦，無(wú)需斜率補(bǔ)償。但其缺點(diǎn)是開(kāi)關(guān)電壓額定值高，輸入電流被斬波，EMI高，電流峰值高。方案三 采用Boost功率因數(shù)校正器方案：如圖2所示為一個(gè)boost有源功率因數(shù)校正器的原理圖。主電路由單相橋式整流器和DC-DC boost變換器組成，

5、虛線框內(nèi)為控制電路，包括電壓誤差放大器VA及基準(zhǔn)電壓Vr，電流誤差放大器CA，乘法器M，脈寬調(diào)制器和驅(qū)動(dòng)器等，負(fù)載可以是一個(gè)開(kāi)關(guān)電源。主電路中各個(gè)功率半導(dǎo)體器件（包括橋式整流器，功率開(kāi)關(guān)管Tr，輸出二極管D）可以組成一個(gè)功率模塊，以縮小尺寸，并縮短聯(lián)結(jié)導(dǎo)線，以減小雜散電感。圖2. Boost功率因數(shù)校正電路采用該方案的主要優(yōu)點(diǎn)有：（1）輸入電流連續(xù)，EMI小，RFI低。（2）有輸入電感，可減少對(duì)輸入濾波器的要求，并可防止電網(wǎng)對(duì)主電路高頻瞬態(tài)沖擊。（3）輸出電壓大于輸入電壓峰值，對(duì)市電交流電壓為100V的國(guó)家和地區(qū)特別合適。例如，輸入交流電壓90-132V，輸出直流電壓約為200V；若輸入交流電

6、壓為95-240V，輸出直流電壓將為400V。（4）開(kāi)關(guān)器件S的電壓不超過(guò)輸出電壓值。（5）容易驅(qū)動(dòng)功率開(kāi)關(guān)，其參考端點(diǎn)（源極）的電位為0V。（6）可在國(guó)際標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定的輸入電壓和頻率廣泛變化范圍內(nèi)保持正常工作。缺點(diǎn)：（1）輸入輸出間沒(méi)有絕緣隔離。（2）在開(kāi)關(guān)S，二極管D和輸出電容形成的回路中若有雜散電感，則在25-100kHz的PWM頻率下，容易產(chǎn)生危險(xiǎn)的過(guò)電壓，對(duì)開(kāi)關(guān)S的安全運(yùn)行不利。通過(guò)對(duì)三種方案優(yōu)缺點(diǎn)的比較分析，我們采用方案三來(lái)完成系統(tǒng)功率因數(shù)的校正。2.PFC控制方法分析在開(kāi)關(guān)電源中大容量的濾波電容是導(dǎo)致輸入電流畸變引起功率因數(shù)降低的主要原因。使輸入電流正弦化，并與輸入電壓同相位，可提高

7、輸入電源的功率因數(shù)，簡(jiǎn)稱功率因數(shù)校正（PFC），PFC有兩種控制方法。2.1.1無(wú)源PFC（也稱被動(dòng)式PFC）無(wú)源PFC一般采用電感補(bǔ)償方法使交流輸入的基波電流與電壓之間相位差減小來(lái)提高功率因數(shù)。在整流器和濾波電容之間接入一個(gè)濾波電感Lz，或在交流側(cè)接入諧振濾波器，增加輸入端交流電流的導(dǎo)電寬度，減緩電流沖擊，減小波形畸變，從而減小電流的諧波成分。其優(yōu)點(diǎn)是簡(jiǎn)單，成本低，可靠性高，EMI小。缺點(diǎn)是尺寸，重量大，難以得到高功率因數(shù)（只能達(dá)到0.70.8），工作性能與頻率，負(fù)載變化及輸入電壓變化有關(guān)，電感和電容間有大的充放電電流等。2.1.2有源PFC（也稱主動(dòng)式PFC）有源功率因數(shù)校正簡(jiǎn)稱APFC，

8、在整流器和負(fù)載之間接了一個(gè)DC-DC開(kāi)關(guān)變換器，應(yīng)用電流反饋技術(shù)，使輸入端電流波形跟蹤交流輸入正弦電壓波形，控制輸入電流呈正弦波變化，且與輸入電壓之間的相位差盡可能接近為0，從而使輸入端THD小于5%，功率因數(shù)可提高到0.99或更高（接近1）。其優(yōu)點(diǎn)是可得較高的功率因數(shù)，如0.97 0.99,甚至接近1，THD小，可在較寬輸入電壓范圍（如交流90-264V）和寬頻帶下工作，體積重量小，輸出電壓也可以保持恒定。缺點(diǎn)是電路復(fù)雜，MTBF下降，成本高，EMI高，效率會(huì)有所降低。按照輸入電流的控制，有源功率因數(shù)校正有以下幾種方法：（a）峰值電流型：如圖3所示，開(kāi)關(guān)管Tr的電流is被檢測(cè)，所得信號(hào)isR

9、i送入比較器。電流基準(zhǔn)值由乘法器輸出Z供給，Z=XY。乘法器有兩個(gè)輸入，一個(gè)輸入X是輸出電壓Vo/H與基準(zhǔn)電壓Vref之間的誤差（經(jīng)過(guò)電壓誤差放大器VA）信號(hào)；另一輸入Y為電壓VDC檢測(cè)值VDC/K，VDC為輸入正弦電壓Vi的全壓整流值。因此電流基準(zhǔn)為雙半波正弦電壓，令電感（輸入）電流的峰值包絡(luò)線跟蹤輸入電壓VDC的波形。使輸入電流與輸入電壓同相位，并接近正弦。閉環(huán)系統(tǒng)中的電壓環(huán)由分壓器1/H，電壓誤差放大（補(bǔ)償）器VA，通過(guò)乘法器，電流比較器CA及驅(qū)動(dòng)器等組成。因此在保持輸入端功率因數(shù)接近1的同時(shí)，也能保持輸出電壓穩(wěn)定。圖3 峰值電流模式控制的功率因數(shù)校正方案上圖為半個(gè)工頻周期內(nèi)PWM高頻調(diào)

10、制的電感電流波形，可見(jiàn)當(dāng)電感電流峰值按工頻變化，從零變化到最大值時(shí)，占空比D逐漸由大到小，即半個(gè)工頻周期內(nèi)，占空比有時(shí)大于0.5，有時(shí)小于0.5；因此有可能產(chǎn)生次諧波振蕩。用該法控制時(shí)，輸入電流連續(xù)，電流紋波小，電感與開(kāi)關(guān)管的峰值電流小，PF接近1。但最主要的問(wèn)題是電感電流的峰值ip與高頻狀態(tài)空間平均值之間的誤差，在一定條件下相當(dāng)大，以致無(wú)法滿足使THD很小的要求，需要斜率補(bǔ)償，控制電路復(fù)雜，此外峰值對(duì)噪聲相當(dāng)敏感。（b）滯環(huán)電流型：與峰值法控制的差別只是前者檢測(cè)的電流是電感電流，并且電路中多了一個(gè)滯環(huán)邏輯控制器。邏輯控制器的特性和繼電器特性一樣，有一個(gè)電流滯環(huán)帶。所檢測(cè)的輸入電壓經(jīng)分壓后，產(chǎn)

11、生兩個(gè)基準(zhǔn)電流的上限與下限值。當(dāng)電感電流達(dá)到下限值時(shí)，開(kāi)關(guān)Tr導(dǎo)通，電感電流上升，當(dāng)電感電流達(dá)到基準(zhǔn)上限值時(shí)，開(kāi)關(guān)Tr關(guān)斷，電感電流下降。圖4 滯環(huán)法控制模式功率因數(shù)校正方案圖4給出了用電流滯環(huán)法控制時(shí)的電感電流波形圖。實(shí)線為電感電流，上下兩條虛線為及。中間一條虛線為電流平均值。電流滯環(huán)寬度決定了電流紋波大小，可以是固定值，也可以與瞬時(shí)平均電流成比例。工作頻率可變，電流達(dá)到滯后帶內(nèi)發(fā)生功率開(kāi)關(guān)通與斷操作，使輸入電流上升、下降。電流波形平均值取決于電感輸入電流。該控制法輸入電流連續(xù)，電流紋波小，電感與開(kāi)關(guān)管的峰值電流小，PF接近1，THD小，適合用于大功率。主要缺點(diǎn)是負(fù)載大小對(duì)開(kāi)關(guān)頻率影響甚大，

12、由于開(kāi)關(guān)頻率變化幅度大，設(shè)計(jì)輸出濾波器時(shí)，要按最低開(kāi)關(guān)頻率考慮。因此不可能得到體積和重量最小的設(shè)計(jì)。（c）平均電流型：控制原來(lái)是用在開(kāi)關(guān)電源中形成電流環(huán)（內(nèi)環(huán)），以調(diào)節(jié)輸出電流的，并且僅以輸出電壓誤差放大信號(hào)為基準(zhǔn)電流。將平均電流法應(yīng)用于功率因數(shù)調(diào)節(jié)，以輸入整流電壓和輸出電壓誤差放大信號(hào)的乘積為電流基準(zhǔn)；并且電流環(huán)調(diào)節(jié)輸入電流平均值，使與輸入整流電壓同相位，并接近正弦波形。輸入電流信號(hào)被直接檢測(cè)，與基準(zhǔn)電流比較后，其高頻分量的變化，通過(guò)電流誤差放大器被平均化處理。放大后的平均電流誤差與鋸齒波斜坡比較后，給開(kāi)關(guān)Tr驅(qū)動(dòng)信號(hào)，并決定了其應(yīng)有的占空比，于是電流誤差被迅速而精確地校正。由于電流環(huán)有較高

13、的增益-帶寬，使跟蹤誤差產(chǎn)生的畸變小于1%,容易實(shí)現(xiàn)接近于1的功率因數(shù)。圖5 平均電流模式控制的功率因數(shù)校正方案圖5給出了平均電流控制時(shí)電感電流波形圖。實(shí)線為電感電流，虛線為平均電流。該控制方法的特點(diǎn)是工頻電流的峰值是高頻電流的平均值，因而高頻電流的峰值比工頻電流的峰值更高。THD很小，對(duì)噪聲不敏感，電感電流峰值與平均值之間的誤差小，原則上可以檢測(cè)任意拓?fù)?，任意支路的電流。工作頻率固定，輸入電流連續(xù)（CCM），該控制方式的優(yōu)點(diǎn)有： （1）恒頻控制。（2）工作在電感電流連續(xù)狀態(tài)，開(kāi)關(guān)管電流有效值小、EMI濾波器體積小。（3）能抑制開(kāi)關(guān)噪聲。（4）輸入電流波形失真小。比較分析后，我們選用了平均電流

14、控制法來(lái)實(shí)現(xiàn)APFC。3.方案的描述與實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)方案的框圖如圖6所示。圖6 AC-DC變換器系統(tǒng)框圖功率因數(shù)校正系統(tǒng)原理圖7所示。輸入24V交流電壓通過(guò)整流橋整流后，作為Boost升壓電路的輸入電壓，通過(guò)Boost電路把電壓提高到50V，然后通過(guò)Buck電路降低到36V，實(shí)現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)定。控制電路采樣電網(wǎng)整流電壓、母線輸出電壓、前饋電壓輸入乘法器，得到電流參考信號(hào)，電流參考信號(hào)與電流采樣信號(hào)經(jīng)過(guò)電流調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)后，驅(qū)動(dòng)Boost開(kāi)關(guān)管工作，使輸入電流波形保持正弦波并與電網(wǎng)電壓保持相位一直，達(dá)到矯正功率因數(shù)和輸出電壓穩(wěn)定的目的。Atmega128單片機(jī)對(duì)功率因數(shù)校正的電路進(jìn)行測(cè)量，并實(shí)時(shí)計(jì)算及顯示

15、功率因數(shù)。圖7 采用的功率因數(shù)校正變換器原理圖PFC的工作原理如下：主電路的輸出電壓Vo和基準(zhǔn)電壓Vr比較后，輸入給電壓誤差放大器VA，整流電壓VDC檢測(cè)值和VA的輸出電壓信號(hào)共同加到乘法器M的輸入端，乘法器M的輸出則作為電流反饋控制的基準(zhǔn)信號(hào)，與開(kāi)關(guān)電流is檢測(cè)值比較后，經(jīng)過(guò)電流誤差放大器CA加到PWM及驅(qū)動(dòng)器，以控制開(kāi)關(guān)Tr的通斷，從而使輸入電流（即電感電流）iL的波形與整流電壓VDC的波形基本一致，使電流諧波大為減少，提高了輸入端功率因數(shù)，由于功率因數(shù)校正器同時(shí)保持輸出電壓恒定，使下一級(jí)開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)更容易些。圖8給出輸入電壓波形VDC，Vi和經(jīng)過(guò)校正的輸入電流iL,ii波形。由圖8可見(jiàn)，

16、輸入電流被PWM頻率調(diào)制，使原來(lái)呈脈沖狀的波形，調(diào)制成接近正弦（含有高頻波紋）的波形。如圖在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，當(dāng)開(kāi)關(guān)Tr導(dǎo)通時(shí)，io=0,iL=is；當(dāng)開(kāi)關(guān)關(guān)斷時(shí)，is=0，iL=io，is為流過(guò)開(kāi)關(guān)Tr的電流波形。具有高頻波紋的輸入電流，取每個(gè)開(kāi)關(guān)周期的平均值，則可得到較光滑的近似正弦波。圖8 采用的功率因數(shù)校正變換器輸入電壓電流波形原理圖三理論分析1.提高效率的方法：1.電路進(jìn)入穩(wěn)態(tài)后切除限流電阻，消除限流電阻的損耗。功率因數(shù)校正電路在啟動(dòng)時(shí)，需要加入一個(gè)限流電阻對(duì)啟動(dòng)電流進(jìn)行限制，電路進(jìn)入穩(wěn)態(tài)后，如果不切除限流電阻，限流電阻發(fā)熱會(huì)造成能量浪費(fèi)，效率降低。2.減小開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通損耗和開(kāi)關(guān)損耗。

17、通過(guò)適當(dāng)降低開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)頻率，降低開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)損耗。選取電通阻抗小的MOSFET開(kāi)關(guān)管減小MOSFET的導(dǎo)通損耗。加入無(wú)源無(wú)損吸收電路進(jìn)一步減小開(kāi)關(guān)管的損耗。3.減小電感的損耗。通過(guò)不同磁性材料及規(guī)格磁芯進(jìn)行電感設(shè)計(jì)，計(jì)算電感的損耗。選取電感磁芯損耗和銅損的總損耗最小的電感。4.整流二極管選用導(dǎo)通損耗小的快恢復(fù)二極管。選取導(dǎo)通損耗小的整流橋。5.選取效率高的輔助電源方案。2.功率因數(shù)調(diào)整的方法： 本方案采用以模擬控制芯片UC3854為主要控制芯片的功率因數(shù)校正方案。3854采用的是電流平均值模式控制，可省略電流斜波補(bǔ)償，因而簡(jiǎn)化了系統(tǒng)設(shè)計(jì)。使用該芯片能使功率因數(shù)接近于l ，諧波畸變很小，開(kāi)關(guān)頻

18、率固定。提高功率因數(shù)是依靠電流控制環(huán)路的優(yōu)化設(shè)計(jì)來(lái)實(shí)現(xiàn)，本方案通過(guò)電流環(huán)的優(yōu)化設(shè)計(jì)，使功率因數(shù)達(dá)到了0.99。電流環(huán)的增益表達(dá)式如Hc（S）所示。 （1）3.穩(wěn)壓控制方法：通過(guò)對(duì)輸出直流母線電壓的采樣，把電壓采樣值送入到3854芯片的11腳，與7腳通過(guò)電阻電容串聯(lián)，構(gòu)成一個(gè)電壓反饋的PI調(diào)節(jié)器，調(diào)節(jié)輸出電壓的電壓，使其穩(wěn)定在36V，（具體電路在下文的控制電路）。四電路與程序設(shè)計(jì)1.主電路與器件選擇 圖9 采用的功率因數(shù)校正變換器主電路原理圖主電路采用Boost電路，完成功率因數(shù)的校正。繼電器（D101）:PFC的主開(kāi)關(guān)，控制信號(hào)（BUS.RLY）由單片機(jī)控制。繼電器（D102）:完成PFC限流

19、電阻的短路，控制信號(hào)（StartCur.linit）由單片機(jī)控制。電流互感器（T102）:電流采樣（PFCInput.curr+/PFCInputcurr-），送至單片機(jī)。信號(hào)（Line.curr）芯片5腳。光耦（IC101）:Drive.pwm（信號(hào)為3854芯片的16腳）。隔離、推挽驅(qū)動(dòng)。電感：材料鐵粉芯1個(gè)用0.96的線徑繞制。電感量1mH。內(nèi)徑：14mm 外經(jīng)：28mm 高度：13mm 繞制50砸。電感量1mH整流橋電壓計(jì)算： （2）取100V； （3）取6A。整流橋取100V6A的器件。電感的計(jì)算：輸入電壓在峰值時(shí)的占空比為： （4）在占空比為Dpk時(shí)，電感電流紋波最大，可得： （5

20、）取為：0.16mH. 磁芯采用鐵硅鋁磁環(huán)。Mosfet 管和二極管的計(jì)算：主功率開(kāi)關(guān)管和二極管具有相同的額定電壓，其額定值應(yīng)大于輸出電壓36V。額定電流應(yīng)大于電感電流峰值的最大值： （6）Mosfet和二極管選取100V8A的器件。 輸出電容的選擇：根據(jù)輸出電壓維持時(shí)間及輸出紋波的考慮，電容選取63V/470UF。2.控制電路（UC3854）圖9 3854控制電路原理圖Line.curr信號(hào)（是主電路經(jīng)電流互感器采樣），送至3854芯片5腳。Vbus.v信號(hào)（電壓環(huán)PI調(diào)節(jié)）連到3854芯片的11腳。Vin.rectifer信號(hào)（前饋電壓采樣）.PFC. ENA信號(hào)（由單片機(jī)控制），U1光耦

21、隔離，控制使能端。3.buck電路圖10 Buck電路原理圖4.保護(hù)電路圖11 過(guò)流保護(hù)電路原理圖從24VAC進(jìn)線處，經(jīng)電流互感器采樣，轉(zhuǎn)化成電壓信號(hào)。經(jīng)緩沖器，反相比例放大后。通過(guò)絕對(duì)值電路后與7.5V設(shè)定值電壓比較。比較后的信號(hào)來(lái)控制3854的使能端。5. 控制程序與Atmega 128單片機(jī)功率因數(shù)測(cè)量電路主要由單片機(jī)來(lái)完成，我們選用單片機(jī)ATMEGA128，該型單片機(jī)自帶8個(gè)模數(shù)轉(zhuǎn)換ADC通道，我們選擇ADC0來(lái)對(duì)輸入交流信號(hào)進(jìn)行采樣。主要流程為：采樣計(jì)算輸出顯示。采樣：輸入端交流電壓采樣信號(hào)為24v，50Hz，以20ms為一個(gè)采樣周期，每個(gè)周期采樣128個(gè)點(diǎn)，采樣間隔為156us。計(jì)

22、算：通過(guò)單片機(jī)模數(shù)轉(zhuǎn)換得到一個(gè)采樣周期內(nèi)各個(gè)采樣點(diǎn)的離散電壓值，再根據(jù)采樣電阻可以算出各個(gè)采樣點(diǎn)的離散功率，算出各個(gè)采樣點(diǎn)的電壓值的平方和的均值后開(kāi)方即得到采樣電壓的有效值，再根據(jù)采樣電阻算出采樣信號(hào)的視在功率S，各個(gè)采樣點(diǎn)的功率值的平方和的均值即為有用功率P，功率因數(shù)W=P/S。輸出顯示：再通過(guò)74hc595送到數(shù)碼管顯示出所測(cè)得的功率因數(shù)。6.前饋電壓采樣圖1 前饋采樣電路原理圖信號(hào)Vin.rec，是主電路交流電壓用采樣變壓器，采樣整流后的信號(hào)。它經(jīng)緩沖器，通過(guò)二階電路RC濾波，連到3854的8腳。7.反饋電壓采樣 圖1 母線電壓采樣電路原理圖母線（36V）經(jīng)電阻分壓采樣，信號(hào)（Vbus+

23、.V）,經(jīng)緩沖器和兩級(jí)反相比例電路。五測(cè)試方案及測(cè)試條件測(cè)試方案圖1 測(cè)試方案原理圖測(cè)試儀器;泰克示波器 TPS2014B 泰克功率分析儀 PA4000 輸入電流各諧波含量及ATHD（在輸入電壓24V，輸出電壓36V，2A條件下）表1 輸入電流諧波測(cè)試數(shù)據(jù)表RMS基波2次諧波3次諧波4次諧波5次諧波6次諧波7次諧波1.90E+013.81E-014.40E-024.50E-023.24E-011.40E-022.78E-018次諧波9次諧波10次諧波11次諧波12次諧波13次諧波14次諧波15次諧波1.6E-021.80E-024.10E-026.80E-022.00E-021.35E-012

24、.80E-022.90E-0216次諧波17次諧波18次諧波19次諧波20次諧波21次諧波22次諧波23次諧波8.0E-031.10E-023.00E-034.20E-026.00E-031.80E-022.00E-031.10E-0224次諧波25次諧波26次諧波27次諧波28次諧波29次諧波30次諧波31次諧波6.0E-031.20E-021.00E-021.90E-021.00E-026.00E-031.00E-035.00E-0332次諧波33次諧波34次諧波35次諧波36次諧波37次諧波38次諧波39次諧波8.0E-033.00E-031.80E-027.00E-033.00E-03

25、6.00E-038.00E-034.00E-0340次諧波2.0E-02ATHD：3.17%輸入功率因數(shù)測(cè)試 0.99輸入電壓 24V表 功率因數(shù)測(cè)試數(shù)據(jù)表空載8W16W2432W40W輸入功率因數(shù)69.50%85.60%97.60%98.70%99.00%99.30%48W56W64W72W80W輸入功率因數(shù)99.40%99.50%99.60%99.60%99.70%圖1輸出36V直流電壓及2A電流時(shí)的輸入電流仿真波形圖輸入24V交流電壓，輸出36V電壓及1A電流時(shí)輸入電壓和輸入電流實(shí)驗(yàn)波形圖輸入24V交流電壓，輸出36V電壓及2A電流時(shí)輸入電壓和輸入電流實(shí)驗(yàn)波形表AC-DC電路效率測(cè)試數(shù)據(jù)表=816243240485672=8.93817.54325.6953